可聴周波電力に安全性を組み込む

注: この技術ヒントは、MIL-STD-461 CS01/CS101、RTCA/DO-160 セクション 18、ISO 11452-10 ( SAE J 1113/2 が先行) (参考文献 1 ～ 8)。

この技術的なヒントでは、参考文献 1 ～ 8 に記載されている標準的なアプローチよりも、オーディオ周波数伝導感受性テストを実行する安全な方法を紹介します。ここでの「より安全」とは、過剰なテストによって、または試験品の内部スイッチモード電源に不安定性を誘発することによって、またはオーディオアンプのシャットダウンを引き起こすことによって、試験品に偶発的に損傷を与える可能性を低減し、その結果、動作が不安定になる可能性を意味します。テスト品の内部スイッチモード電源。

これらは常に重要な考慮事項ですが、テスト記事がプログラムスケジュールのクリティカルパス上に配信される独自のアイテムである場合は特に重要です。最後に、安定性の問題は、試験品が DC バスから実行されるときに最も顕著になります。これは、DC/DC コンバータの前に、ホールドアップ機能を提供するキャップがリップルを平滑化する必要がある場合よりもはるかに小さなホールドアップコンデンサが搭載される傾向があるためです。 50/60/400 Hz AC バスから。

DC バスから動作する敏感な負荷の主な例は、宇宙船や打ち上げロケットで使用される機器です。さらに、実際の飛行ユニットが EMI 認定を受けている独自のアイテムである場合もあります。

参考文献 1 ～ 8 には、同様の制限値とテスト方法が記載されています。宇宙船の音声伝導感受性の限界とテスト方法は、MIL-STD-461/-462、参考資料 1 ～ 5 (つまり AIAA S-121、参考資料 9) のさまざまな問題に基づいています。参考文献 9 に記載されているように、ほとんどの宇宙船の音響伝導感受率限界は、参考文献 10 で説明されている理由により、参考文献 3 ～ 5 のいずれかに記載されている限界よりもはるかに低く調整されています。

参考資料 1 ～ 5 と宇宙船の派生製品のもう 1 つの違いは、宇宙船の派生製品は DC 電圧制限に基づいて電力制限を計算する傾向があるのに対し、MIL-STD-461 CS01/CS101 ではより高い電位 (AC) に対してより高いリップル制限からの電力を使用することです。）バス。このため、少なくとも 100 W、多くの場合 300 W 以上の出力のアンプを使用することになります。さらに、このようなアンプの多くは出力インピーダンスが非常に低いため、試験対象物の入力インピーダンスが 0.5 Ω を下回った場合、事前に校正された電力よりもはるかに多くの電力を供給できます。安全性を高めるために、絶対に必要な以上の電力を使用せず、出力インピーダンスを約 2 Ω (結合トランス巻線全体で 0.5 Ω に変換) にすることをお勧めします。

Solar Electronics は、かつては 2.4 Ω 出力インピーダンスのオーディオパワーオシレーターとアンプを供給していましたが、現在はオーディオソースやアンプを販売していません。（通常）出力インピーダンスが低いアンプを使用する場合、アンプの出力と結合トランスの一次側への入力の間に直列に追加の抵抗を追加することがあります。これにより、テスト対象物が過剰な入力リップル電流から保護されるだけでなく、保護回路の作動を引き起こす可能性のある短絡状態からもアンプ自体が保護されます。増幅器が自身を保護するためにシャットダウンすると、実際に試験対象物に損傷を与える可能性があります。結合トランスの一次側が開回路の場合、二次側は電源と試験対象物の間に直列に接続された 1 ミリヘンリーのインダクタのように見えるからです。（参考1、33～34ページ）。試験品の DC/DC コンバータの前の容量性デカップリングが不十分な場合、試験品が不安定になり、結合トランスの 2 次側に過剰なスイッチモード電流が流れる可能性があります。これにより、（宇宙）飛行ハードウェアの電源が損傷しました。

低出力インピーダンスのアンプの直列出力抵抗のさらなる利点は、テスト対象物が AC (50/60/400 サイクル) 電源バスから電力を供給されている場合に、反射 AC リップルからアンプを保護できることです。追加した抵抗が実際のアンプの出力インピーダンスに対して大きい場合、反射 AC リップルのほとんどは、アンプの出力自体ではなく、追加した抵抗で降下します。

この技術ヒントでは、このような問題から保護するための 2 つのアプローチを検討します。 1 つは高出力アンプではなく低出力アンプを使用する手法で、もう 1 つは高出力アンプの出力と結合トランスの一次側の間に減衰器を挿入する手法です。減衰器は、オペレーターのミスが発生した場合に過大な電力が供給されるのを防ぎますが、アンプがオープンになった場合でも、トランスの一次側に実効 2 Ω の抵抗を配置します。そのため、テスト対象物では、アンプとトランスの間に 0.5 Ω を超える抵抗が挿入されることはありません。カップリングトランスによる電源。

このアプローチは、リップル制限が参考文献 2 ～ 5 に記載されている遺産制限と比較して非常に低い宇宙船のような場合に限定されます。機器レベルの EMI テスト用に MIL-STD-461 を調整したリファレンス 9 には、すでに 1 Vrms という低い制限値が設定されていることに注意してください。

図 1 は、CS01/CS101 事前校正測定における Siglent SPA1010 10 W DC – 1 MHz アンプを示しています (注 11 を参照)。このアンプの入力インピーダンスは 15 kΩ で、出力インピーダンスは非常に低くなります (仕様では 2 Ω 未満ですが、実際の測定値は 10 mΩ 近くです)。 SPA1010 アンプは熱と入出力過負荷の両方から保護されており、当初は非常に危険でした。自身を保護するためにシャットダウンすると、テスト対象物に危険が生じます。図 2 は、熱と過負荷の問題がうまく解決され、アンプが一度に数時間フルパワー (アンプのフルパワーではなく、0.5 Ω 負荷で 1 Vrms を意味します) で動作できることを示しています。これはアンプの合計定格出力 10 W の 40% に相当します。

図 1: SPA1010 を使用して調整された CS101 の電力制限を校正する元の測定セットアップ

図 2: SPA1010 を使用して調整された CS101 の電力制限を校正する最終測定セットアップ

図 2 と図 1 を比較すると、アンプの鉛の重みと、アンプの出力と一次側入力の間に 2 Ω (各 2 個、1 Ω、10 W の電力抵抗器 - 図 3 でよく見える直列抵抗器) が直列に配置されていることがわかります。 Solar Electronics 6220-1 結合変圧器の。鉛の重りは、アンプを銅のグランドプレーンに押しつけて放熱することに加えて、それ自体で熱質量も増加させ、数時間のフル電力 (CS101) 動作の後、触ると少し温かくなりました (「CS101」を参照)。注12）。アンプとカップリングトランスの間に 2 Ω が直列に接続されているため、トランスの 2 次出力にデッドショートが発生した場合でも、アンプには最小 2 Ω の負荷がかかることが保証されます。アンプは、調整された 1 Vrms 制限レベルで 2 Ω で終日動作できます。

図 3 は、アンプのシャットダウンによって DC 電源と試験品の電源入力の間に直列にミリヘンリが挿入されないようにするための修正を示しています。アンプの出力は、アンプに負荷をかけない程度に高い抵抗値で分路されますが、トランス巻線で反射したときに二次側インダクタンスを十分に短絡させるのに十分な低い抵抗値で分流されます。この目的のために、10 Ω、3 W の抵抗が選択されました。二次側から振り返ると、インピーダンスは 2 Ω と直列で、アンプ出力によって分路され、巻数比の 2 乗で減じられた 10 Ω です。アンプが写っていない場合、一次側の両端には 12 Ω があり、これが 3 Ω として反映されます。これは、テスト記事で不安定性を引き起こさない程度に十分低い値である必要があります。

図 3: アンプと結合トランスの間の抵抗ネットワーク

図 4 は、一次側から切り離されたアンプを備えた Solar 6220-1 結合変圧器を介して電力供給される負荷が 3 Ω の直列インピーダンスを下回っていることの検証を示しています。 HP 4328A ミリオーム計は、オーム計やミリオーム計の一般的な DC 電位ではなく、出力電位が 1 kHz AC であるため、この測定に最適です。 DCミリオーム計は、変圧器の二次巻線の抵抗のみを読み取ることができます。 2.5 Ω 弱の測定値は、一次側から反射された 3 Ω と並列の二次巻線インダクタンスの分路効果によるものです。

図 4: SPA1010 出力の 10 Ω 抵抗による適切なシャント効果の検証

図 5 は、アンプと結合トランスの間に減衰器を追加した、0.5 Ω 負荷で 50/80 W を消費できる参考資料 1 ～ 3 および 6 ～ 9 に基づく標準的なセットアップを示しています。

図 5: 低抵抗アッテネータを使用したオーディオ周波数感受性の設定

減衰器は、この特定の用途向けに設計されました。次のようないくつかの目的が設計に組み込まれています。

高電力出力を減衰させて、エラーによって必要以上のリップルが試験品に注入されないようにします。

試験品のインピーダンスに関係なく、正常に動作する負荷をアンプに提供して、迷惑なトリップが発生したり、試験品がトランス巻線に反射した高インピーダンスを認識したりしないようにします。そして

試験品に見られるように、挿入された変圧器の 2 次インピーダンスが低く、ほぼ一定になるようにします。

参考文献 3 ～ 8 に記載されているような制限があるが、アンプの最大出力が 80 W をはるかに超えている場合、減衰はその比率に基づく可能性があります。この技術的なヒントでは、制限は参考資料 9 (1 Vrms) に従っており、アンプは 2 Ω 負荷に 100 W を供給できます。これと上記の考慮事項に基づいて、減衰器は入力と出力で 2 Ω に対称的に整合し、公称 9 dB の減衰を提供するように設計されました。 (減衰器の設計の詳細については、この記事のサイドバーを参照してください。)

プリンの証拠は、1 kHz AC ソース信号で HP 4328A ミリオームメーターを使用して行われた以前の測定の繰り返しです。結合トランスの二次側を見たインピーダンスは、結合トランスの一次側に接続された減衰器への入力両端の抵抗の関数として測定されました。減衰器の入力は、順にオープン回路になり（アンプが切断されているか、電源が供給されていないか、またはトリップしたかのように）、整合した 2 Ω に接続され（アンプのアクティブ出力抵抗をシミュレート）、その後短絡されました。

表 1 から、ソースと負荷のインピーダンスに適切に整合した減衰器と同様に、減衰器がインピーダンスの不整合をインピーダンス整合に近づける機能を実行していることがわかります。

減衰器は、結合トランスを介して 0.5 Ω で 100 kHz をわずかに超えるまでの 1 Vrms レベルの達成のみを可能にしました。 150 kHz では、875 mV しか達成できず、これは 1.2 dB 低すぎます。これは、この特定のアンプの使用によるアーチファクトですが、アッテネータのパフォーマンスも影響します (サイドバーで詳しく説明します)。減衰器の性能が完全にフラットであれば、1 Vrms レベルは 150 kHz まで達成できたはずです。そうは言っても、このアンプと結合トランスには高周波ロールオフがあり、結合トランスを介した 0.5 Ω 両端の非減衰最大 150 kHz 出力は 1 kHz 100 W 定格から約 5 dB 低下します。より高出力の、またはより平坦な性能のアンプを使用していれば、この状況は発生しなかったでしょう。

電力線にオーディオ周波数リップルを注入するには、電力線に直接接続し、変圧器の二次側の形でかなりの直列インピーダンスを挿入する必要があります。さらに、一般的に利用可能なテスト機器は、多くのアプリケーションで必要とされるよりもはるかに高いレベルのリップルを注入する可能性があります。これらの両方の条件により、認定対象の機器が損傷する可能性があります。コストや損傷によるスケジュールへの影響により、その機器の価値が高い場合は、プログラムリスクの原因を取り除くために、ここで説明する 2 つのアプローチのいずれかを検討する必要があります。

アッテネータの目的は次のとおりです。

高電力出力を減衰させて、試験オペレータまたはソフトウェアのエラーにより、必要以上のリップルが試験品に注入されないようにします。

試験品に見られるように、挿入された変圧器の 2 次インピーダンスが低く、ほぼ一定になるようにします。

これらの懸念事項、100 W のアンプと 0.5 Ω での 1 Vrms 制限に基づいて、減衰器は 2 Ω までの双方向対称整合を提供し、50 W のときに 2 Ω で 2.5 V の出力を提供できるように減衰するように設計されました。出力インピーダンス 2 Ω のパワーアンプで駆動していました (~12 dB)。 3 dB のヘッドルームを許容するために 9 dB が選択されました。アンプの実際の定格は 100 W ミッドバンド (1 kHz) であるため、より高い電力に合わせて減衰器コンポーネントの定格を選択する必要がないように、ヒューズが組み込まれています。

その他の設計上の考慮事項は、対称的な「π」構成を選択するか「T」構成を選択するかということだけです。図6にπ回路とT回路の構成を示します。

図 6: 考えられる減衰器設計トポロジー

一般的な場合の図 6 の抵抗値を定義する式は次のとおりです。

∏回路：R1 = RC (1 – α2) / 2α、R2 = RC (1 + α)/(1 – α)T回路： R1 = RC (1 – α) / (1 + α)、R2 = RC・2a /(1 – a2)

どこ

RC = 一致するインピーダンス (オーディオの場合は 2 Ω)、&α = 必要な減衰 (この場合は 2.5/7 = 9 dB)

図 7 は、4 Ω の直列抵抗と 2.5 Ω のシャント抵抗を使用した「π」回路の実現を示しています。図 8 は、巻線高出力抵抗器の使用による高周波ロールオフを示しています。これは、組み立てがはるかに複雑になるという犠牲を払って、無誘導抵抗を使用すれば回避できたはずです。

図 7: ∏ 構成の減衰器アセンブリの内部構造の詳細

図 8: π 減衰器の性能 (巻線パワー抵抗器の使用による 1.3 dB の高周波ロールオフ)

アンプの出力インピーダンスが 2 Ω よりも大幅に低い場合は、減衰器の入力段でその差を含めるか、アンプの出力と減衰器の入力の間に外部で直列にインピーダンスを追加する必要があることに注意することが重要です。もちろん、特定のアンプ用に減衰器を設計したい場合は、減衰器の出力抵抗を 2 Ω に整合させたまま、アンプの出力抵抗を整合させることもできます。その場合、このサイドバーの設計方程式をそれに応じて変更する必要があります。

可聴周波数伝導感受性ケンジャバー安全性テスト

Ken Javor は、In Compliance Magazine の上級寄稿者であり、EMC 業界で 40 年以上働いています。 Javor は、MIL-STD-464 および MIL-STD-461 を維持する Tri-Service Working Groups の業界代表です。彼への連絡先は [email protected] です。

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