絶縁デュアルアクティブブリッジ DC の電流ストレスの最小化

Scientific Reports volume 12、記事番号: 16980 (2022) この記事を引用

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この論文では、絶縁型デュアル アクティブ ブリッジ (DAB) 直流-直流 (DC-DC) コンバーターのための新しい位相シフト変調について説明します。 提案された技術は、コンバータの最大電流ストレスを最小限に抑えることを目的としており、これにより効率が直接向上し、デバイスの損失が削減されます。 この変調技術は、2 つの位相シフト角または 2 つの自由度だけを介してコンバータの電力を制御します。 1 つの位相シフトは最初のブリッジのレッグ間で使用され、もう 1 つの位相シフトは 2 番目のブリッジのレッグ間で使用されます。 従来の単相シフト (SPS) 技術には自由度が 1 つしかありませんが、高電流ストレスと逆循環電力の流れに関して多くの欠点があり、コンバータの効率が低下します。 一方、位相シフト角の数を増やすとシステムのパフォーマンスは向上しますが、制御の複雑さも増加します。 したがって、提案された変調技術と従来の SPS の間の比較分析が行われました。 新しい方法は、実装の簡素化とともに電流ストレスの軽減という点で優れたパフォーマンスを示しました。

双方向絶縁型 DC-DC コンバータは現在、太陽光発電システム 1、エネルギー貯蔵装置 2、3、4、電気自動車 4、5、6 など、多くの高出力デバイスの主要コンポーネントです。 これらのアプリケーションでは、電力密度を高めるために高効率を備えた軽量かつ小型の電力コンバータが必要です。 さらに、安全上の理由からガルバニック絶縁が必要です。 線間周波数変圧器を高周波変圧器に置き換えることで、最近の電力変換器はデバイスのサイズ、重量、コストの点で劇的な進歩を遂げました7。 すべての DC-DC コンバータの中で、デュアル アクティブ ブリッジ (DAB) タイプは多くの利点により優れています。2 つのブリッジの電圧間の位相シフト角を変更するだけで双方向の電力の流れを提供します。 対称レイアウトにより、動的モデリングが簡素化されます。 ゼロ電圧スイッチングは、トランスの漏れインダクタンスの利点に加えて、追加の回路や特別な制御技術を必要とせずに、あらゆるパワーデバイスで可能です8、9。 DAB コンバータの電力は、マルチポート構成とモジュール式トポロジを構築することで増加でき、中電圧電力変換システムの中間ステージとして使用できます10。

このコンバータタイプには多くの制御手法があります。 それらは位相シフト制御に基づいています。 単相シフト (SPS) 制御は、その単純さから最も広く使用されている方法です 11,12。 各ブリッジの交差接続されたスイッチ ペアのオンを制御することにより、両方のブリッジで 2 つの方形電圧が生成されます。 これら 2 つの電圧間で調整する必要がある位相シフト角は 1 つだけです。 電力の大きさと方向はこの角度によって制御できます。 ただし、電力コンバータに高電流ストレスがかかると、電力の逆循環が発生します。 したがって、パワーデバイスと磁気コンポーネントの損失が大きくなり、コンバータの効率が低下します8。 この技術のパフォーマンスを向上させるために多くの試みが行われてきました。 参考文献13では、コンバータのダイナミクスに従ってオンラインで位相角値を計算することにより、可変デューティ比が提案されています。 一部の研究では、ソフトスイッチング範囲の拡大 14 やコンバータの無効電力の削減 15 に焦点を当てています。 拡張位相シフト (EPS) 制御技術は、より優れた性能を達成するために参考文献 16 で開発されました。 2 つの自由度 (つまり、内側と外側の位相角) を使用します。 一方の位相シフト (内部位相角) はプライマリ ブリッジの対角スイッチのシフトを制御し、もう一方は SPS 技術と同様に機能します。つまり、プライマリ ブリッジとセカンダリ ブリッジのクロス スイッチ間の位相シフトを制御します。 EPS 制御技術により、逆電力が大幅に減少し、DAB コンバータの電流ストレスが最小限に抑えられるとともに、送信電力調整範囲が拡大されました。 それにもかかわらず、電力方向の流れを交換するには、この方法では 2 つのブリッジの動作状態を交換する必要があります。 無効電力を排除し、コンバータの効率を向上させるために、デュアル位相シフト (DPS) 制御技術が導入されました17。 この方法は EPS と同様に 2 つの自由度を使用しますが、主ブリッジだけでなく両方のブリッジで外側位相シフトに加えて内側位相シフト角度も利用されるため、若干異なります。 参考文献 18 では、3 つの自由度が使用される 3 相位相シフト制御 (TPS) を介して DAB 効率を向上させるための拡張研究も行われました。 他の研究では、結合された調整可能な位相シフト 19 と、統合された位相シフト制御技術 18 が提案されています。 ただし、これらの方法はコンバータのパフォーマンスを向上させますが、制御と数学的分析も複雑になります。

この論文では、2 つの自由度のみを使用する新しい位相シフト変調技術を紹介します。これにより、一次電圧と二次電圧の間の位相シフトが可能になります。 第１および第２の移相角は、それぞれ主ブリッジ脚と副ブリッジ脚との間の角度である。 この技術を使用すると、最大ピーク電流は 2 つのブリッジ間のインダクタンスに依存しません。 この場合、インダクタンスを通るピーク電圧は、以前の技術とは異なり、一次または二次電圧の合計ではなく、一次または二次電圧に等しくなります。 このアプローチは、ピーク電流を削減するだけでなく、送信電力の調整範囲を拡大し、調整の柔軟性を高めます。 この新しい方式の波形と動作モードを紹介します。 既存技術との比較解析を実施した。 提案された手法の有効性を検証するために、シミュレーションと実験テストの両方が実行されました。

図 1a は、一次側と二次側の 2 つのブリッジで構成される双方向 DC-DC コンバータの回路図を示しています。 ブリッジは、高周波トランスとインダクタンス Ls の補助インダクタを n:1 の比率で接続します。 最初のブリッジには 2 つのレッグがあり、それぞれに 2 つのスイッチ (レッグ 1 の場合は S1 と S3、レッグ 2 の場合は S2 と S4) があります。 セカンダリ ブリッジは、4 つのスイッチの同じ組み合わせを示します (この場合、S5 ～ S8 というラベルが付けられています)。 一次ブリッジは、スイッチ S1 ～ S4 を制御することにより、DC 入力電圧 (V1) を高周波方形交流 (AC) 電圧に変換します。 二次ブリッジは、スイッチ S5 ～ S8 を制御することによって、この高周波方形 AC 電圧を DC 出力電圧 (V2) に変換します。 一次ブリッジから二次ブリッジへの電力の流れは、2 つの AC 方形電圧間の位相シフトによって制御できます。 図 2b に DAB コンバータの等価回路を示します。 変圧器の励磁インダクタンスが漏れインダクタンスより大きいと想定される場合、それは開回路とみなすことができます。 したがって、DAB コンバータは、インダクタンス L (Ls とトランスの漏れインダクタンスの合計) を介してリンクされた 2 つの方形 AC 電圧 (Vh1 と Vh2) によって単純に表すことができます。 電力の流れの方向と大きさは、Vh1 と Vh2 の間の位相シフトを調整することによって制御されます。 Ts はスイッチング周期の半分です。 本研究では、提案手法の主な動作を解析するために、V1 から V2 までの電力潮流を考慮しました。

デュアルアクティブブリッジ (a) 回路図。 (b) 等価回路。

提案する DAB コンバータの位相シフト制御の波形。

図 1a は、DAB コンバータの回路図を示しています。 提案された技術では、S1 と S4 の間で 1 つの位相シフト角度 (D1Ts) が行われます。 従来のSPS制御技術で採用されていた従来の2レベル電圧とは異なり、コンバータの一次側Vh1で3レベル電圧が合成されます。 この 3 レベルの電圧は、逆方向逆電力を V1 まで低減するのに役立ちます。 別の位相シフト角度 (D2T) は、S5 と S6 の間の 2 番目のブリッジで行われます。 これは、2 つのブリッジの二乗電圧間に重要な位相シフトを作成することにより、コンバータ内で転送される電力量を制御します。 D2 位相シフトの変更により、送信電力の調整範囲が拡大し、調整の柔軟性が向上します。 したがって、D1 はプライマリ ブリッジの駆動ゲート信号 S1 と S4 と \(0\le {D}_{1}\le 1\) の間の位相シフト比であり、D2 は駆動ゲート信号間の位相シフト比です。セカンダリ ブリッジの S5 と S6、および \(0\le {D}_{2}\le 1\)。

双方向 DAB コンバータの解析を簡素化するために、デバイスは定常状態条件下で考慮されました。 コンバータは次のようにモデル化できます (図 1b)。二次ブリッジ電圧の値は一次ブリッジ電圧を基準としています。 そして \({\mathrm{V}}_{1}={\mathrm{knV}}_{2}\) と \({\mathrm{V}}_{1}>{\mathrm{nV}} _{2}\)、ここで、k は電圧比、n は変圧器の巻数比です。 提案されたコンバータの性能分析を簡素化するために、次の仮定が行われます。

すべてのパワーデバイスが理想的です。 パワースイッチのオン抵抗と寄生容量は無視され、ダイオードの順方向電圧降下は無視されます。

カップルトランスの漏れインダクタンスは励磁インダクタンスよりもはるかに小さいため、無視されます。

図 2 に示すように、コンバータのスイッチング サイクルは次の 6 つの動作モードに分割できます。

モード 1 (t0 − t1)

図3aに示すように、インダクタ電流\({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\)は負の方向です。 t0 では、プライマリ ブリッジで S1 と S2 がオンになり、セカンダリ ブリッジで S5 と S7 がオンになります。 電流の方向に従って、電流はプライマリ ブリッジの S2 と D1 を流れ、セカンダリ ブリッジの S5 と D7 を流れます。 この時点では、Vh1 と Vh2 はゼロです。 したがって、Lを通る電圧はゼロになり、\({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L}0)でインダクタに定電流が流れます。 }\)。

モード 2 (t1 − t2)

DABコンバータの動作モード。

図 3b はモード 2 の等価回路を示しています。電流は依然として負の方向です。 S1、S4、S5、S7がONになります。 電流の方向に従って、電流はプライマリ ブリッジの D1 と D4 を流れ、セカンダリ ブリッジの S5 と D7 を流れます。 Vh1 は V1 にクランプされますが、Vh2 はゼロのままです。 したがって、L を通る電圧は V1 にクランプされます。 このモードでは、電流は直線的に減少し、次のように表すことができます。

モード 3 (t2 − t3)

図 3c はモード 3 の等価回路を示しています。電流の極性は負から正に変化します。 このモードでは、S1 と S4 は ON のまま、S5 と S6 は ON になります。 電流の方向に従って、電流はプライマリ ブリッジの S1 と S4 を流れ、セカンダリ ブリッジの D5 と D6 を流れます。 Vh1 は V1 のままですが、Vh2 は nV2 にクランプされます。 したがって、L を通る電圧は \({\mathrm{V}}_{1}-{\mathrm{nV}}_{2}\) にクランプされます。 このモードの電流は直線的に増加し、次のように表すことができます。

モード 4 (t3 − t4)

図 3d はモード 4 の等価回路を示しています。図 2 の波形からわかるように、モード 4 はモード 1 と似ています。 \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) は正の方向です。 t3ではS3とS4がON、S8とS6がONになります。 電流の方向に従って、電流はプライマリ ブリッジの S4 と D3 を流れ、セカンダリ ブリッジの S8 と D6 を流れます。 Vh1 と Vh2 がゼロであるため、L を通る電圧はゼロになり、電流は \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L) に固定されます。 }3}\)。

モード 5 (t4 − t5)

図 3e はモード 5 の等価回路を示しています。電流はまだ正の方向です。 スイッチS6、S8がONの間、S2、S3がONになります。 電流の方向に従って、電流はプライマリブリッジの D2 と D3 を流れ、セカンダリブリッジの S8 と D6 を流れます。 Vh1 は - V1 にクランプされますが、Vh2 はゼロのままです。 したがって、L を通る電圧は - V1 にクランプされます。 電流は直線的に減少し、次のように表すことができます。

モード6 (t5 − t6)

図 3f はモード 6 の等価回路を示しています。電流の極性は正から負に変化します。 S2、S3はONのまま、スイッチS7、S8はONのままです。 電流の方向に従って、電流はプライマリ ブリッジの S2 と S3 を流れ、セカンダリ ブリッジの D7 と D8 を流れます。 Vh2 が -nV2 にクランプされている間、Vh1 はまだ - V1 です。 したがって、L を通る電圧は \({-\mathrm{V}}_{1}+{\mathrm{nV}}_{2}\) にクランプされます。 電流は直線的に増加し、次のように表すことができます。

図 1b の DAB コンバータの等価回路から、iL は次のように導出されます。

そして、「提案された位相シフト制御の動作原理」の分析によれば、1 つのスイッチング サイクルの初期時間が t0 = 0 である場合、正の半分については t1 = D1Ts、t2 = D2Ts、t3 = Ts となります。入力電圧の周期。 1 スイッチング周期 (2Ts) にわたる定常状態の平均インダクタ電流はゼロです。 図 2 の波形に基づくと、ピーク インダクタ電流は iL0 に等しく、次のように表すことができます。

ここで \({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}=1/2{\mathrm{T}}_{\mathrm{s}}\) はスイッチング周波数、\(\mathrm{k }={\mathrm{V}}_{1}/{\mathrm{nV}}_{2}\) は電圧変換率です。 電力が V1 から V2 に流れる場合、\(\mathrm{k}\ge 1\) となります。 提案手法による電流応力は次のようになります。

提案された位相シフト変調下での DAB コンバータの平均送信電力は次のように計算できます。

従来の SPS 制御方法と比較した場合、DAB コンバータの電流ストレスは次のように表されます。

便宜上、Eq. (8) と (9) は、統一された電流ストレス係数として次のように定義されます。

どこ

図 4 は、電流ストレスと電圧変換率の関係を示しています。 電流ストレスは電圧比とともに増加します。 ただし、提案された制御手法の電流ストレス係数は、さまざまな電力定格 (250、500、および 1000 W) における従来の SPS 制御手法の電流ストレス係数よりも小さくなります。

さまざまな電力定格の電圧変換比を伴う電流ストレス係数。

ただし、従来の SPS 制御方法では、最大電流ストレスは主に漏れインダクタンスに依存します。 SPS では、Ls 値と fs 値の間のトレードオフになるため、設計プロセスは困難です。 Ls が小さいとピーク電流が増加し、Ls が大きいとコンバータの最大出力電力が減少します。 さらに、規定の Ls 値では、スイッチング周波数が増加すると最大電流振幅が減少します。 スイッチング周波数の増分は、シリコンパワーデバイスの特性によって制限される可能性があります。 したがって、DAB コンバータは安全な動作条件で動作するように慎重に設計する必要があります。 提案された技術では、一次電圧と二次電圧間の位相シフトは漏れインダクタンスに依存しません。 したがって、設計プロセスは SPS 制御方法よりもはるかに簡単です。 図 5 は、2 つの技術の最大電流ピークと漏れインダクタンスの関係を比較しています。 従来の方法とは異なり、提案された技術では電流ピークは明らかにインダクタンス値に依存しません。

最大電流ピークはインダクタンスによって変化します (a) スイッチング周波数 10 kHz (b) スイッチング周波数 20 kHz。

提案された制御方法の性能を検証するために、DAB コンバータ モデルが構築されました (表 1)。 図6は、提案された制御技術の下でのDABコンバータの電力調整能力を示しています。 このコンバータは、従来の SPS 制御技術と比較して、より広い範囲の送信電力を調整できます。 制御デューティ比 D1 または D2 の適切な値を変更することにより、出力電力を簡単に数値化できます。 言い換えれば、D1 と D2 の異なる組み合わせによって同じ量の送信電力を得ることができ、調整の柔軟性が向上します。 送信電力の最大値は、D2 = 0.5 の場合に得られます。 D1 の範囲は 0 ～ 0.5 で、D2 > D1 です。

送信電力はD1とD2で異なります。

図 7 は，同一電力における従来の SPS と提案制御法の両方における Vh1 と Vh2 と iL の関係を比較したものである。 Vh2 は Vh1 より遅れており、電力が一次側から二次側に流れていることを示しています。 さらに、Vh1 の振幅は Vh2 よりも高く、降圧モード動作 (k > 1) であることがわかります。 提案された方法の最大電流ピークは、両方のアプローチが同じ電力を送信するにもかかわらず、従来の SPS 制御技術の最大電流ピークよりも低くなります。 電流ストレスの軽減の利点は、コンバータの損失とパワーデバイスの定格が減少することです。

電流と電圧波形 (a) 提案手法 (Pout = 800 W、D1 = 0.1、D2 = 0.7) (b) 従来の SPS (Pout = 800 W、D = 0.9)。

図 8 は、同じ送信電力に対する両方の方式のコンバータ入力電流を示しています。 従来の SPS 制御手法の逆電力は提案手法に比べて高くなります。 逆電力を減らすと、ブリッジ間の電力循環電流を減らすことができます。

DAB コンバータの入力電流 Pout = 800 W。(a) SPS 制御 (b) 提案された制御。

提案された手法の有効性を検証するために、システムは 1 未満のさまざまな電圧比でテストされました。図 9 は、提案された手法と k = 0.55 の従来の SPS 制御手法を比較しており、新しい手法では電流ストレスが大幅に低いことが明らかに示されています。 このテストでは、コンバータは昇圧状態にあり、Vh2 が Vh1 よりも大きく、電力潮流の方向は Vh1 から Vh2 です。

電流と電圧波形 (a) 提案手法 (Pout = 2000 W、D1 = 0.1、D2 = 0.7) (b) 従来の SPS (Pout = 2000 W、D = 0.9)。

図 10 は、コンバータの入力電流を示しています。この電流は、デバイス内の逆電力の量に比例する負の値を持ちます。 提案手法では逆方向電力も SPS 制御方式に比べて低減されている。

DAB コンバータの入力電流 Pout = 2000 W。(a) SPS 制御 (b) 提案された制御。

シミュレーション結果を確認するために実験テストが行​​われました。 出力電圧と電流を開発するために、プロトタイプの DAB コンバータ (1.6 KW) が構築されました。 提案されたトポロジのハードウェアとパラメータを表 1 に示します。公称電圧 600 V、公称電流 40 A の IGBT (FGH40N60SFD) が最初のブリッジに使用され、公称電圧 600 V、公称電流 26 A の IGBT (IRFP26N60LPBF) が使用されます。 A は 2 番目のブリッジに使用され、DSpace DS 1103 コントローラーはゲート信号の生成に使用されます。 実験装置の写真を図 11 に示します。図 12 に実験結果を示します。提案した方法の電圧と電流を図 12a に示し、従来の方法の電圧と電流を図 12b に示します。提案方式における昇圧時の電圧波形を図 12c に示す。従来方式における昇圧時の電圧波形を図 12d に示す。また、2 つのブリッジ間の位相シフト角を図 12d に示す。脚は図 12e に示されています。 結果は、提出された解析波形の真実性を確認し、その後、シミュレーションと実験結果の両方が、提案された DAB コンバーターが提案した制御方法の多用途性と柔軟性を示しました。

実験的なプロトタイプ システム。

電流と電圧波形の実験結果 (a) 提案手法 (Pout = 800 W、D1 = 0.1、D2 = 0.7) (b) 従来の SPS (Pout = 800 W、D = 0.9)。

DAB DC-DC コンバータの制御技術の比較を表 2 に示します。参考文献 13、16 の制御技術はそれぞれ SPS、EPS、TP に基づいているため、スイッチング周波数は広範囲に調整されます。 参考文献 13、16、18 の動作モードは全体的に理想的ではないため、伝導損失が増加します。 補助部品または変圧器の磁化インダクタンスの助けを借りて参考文献 13、18 の ZVS 性能を達成することは可能ですが、その結果、導通損失も増加します。 参考文献 13 の変調戦略はオフライン計算に依存しているため、設計はより複雑で、幅広い変換比にはあまり適応できません。 提案された制御方法は、補助部品を使用せずに、単独で ZVS を実現できます。 オフライン計算を使用せずに、変調方法はリアルタイムで実装されます。 その結果、制御アプローチの開発と実装がより簡単になります。

本稿では、DABコンバータ用の新しい位相偏移変調技術を提案します。 新しい技術は 2 つの自由度のみを使用するため、一次電圧と二次電圧の間の位相シフトが可能になります。 この新しい方式の波形と動作モードを紹介します。 既存技術との比較解析を実施した。 提案された手法の有効性を検証するために、シミュレーションと実験テストの両方が実行されました。 この結果から、従来の位相シフト変調技術と比較して、ピーク電流が 50% 減少していることがわかります。 コンバータの逆動作は、システム全体の伝送電力の柔軟性に加えて、操作が簡単です。

現在の研究中に生成されたデータセット、および/または現在の研究中に分析されたデータセットは、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

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科学技術イノベーション資金庁 (STDF) がエジプト知識銀行 (EKB) と協力して提供するオープンアクセス資金。

アスワン大学、アスワン、エジプト

アーメド・ラシュワン

サウスバレー大学、ケナ、エジプト

アハメド・IM・アリ

琉球大学、沖縄県

Tomonobu Senjyu

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AR と AA は主要な原稿テキストを書き、シミュレーションと実験作業を検証し、TS は文言と貢献を修正しました。 著者全員が原稿をレビューしました。

アーメド・ラシュワンへの通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

シュプリンガー ネイチャーは、発行された地図および所属機関における管轄権の主張に関して中立を保ちます。

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転載と許可

Rashwan, A.、Ali, AIM、Senjyu, T. 絶縁型デュアル アクティブ ブリッジ DC-DC コンバータの電流ストレスの最小化。 Sci Rep 12、16980 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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受信日: 2022 年 7 月 25 日

受理日: 2022 年 9 月 26 日

公開日: 2022 年 10 月 10 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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