フェライトを使用してEMIを抑制する

私たちの理想的な世界では、安全性、品質、パフォーマンスが最も重要です。 ただし、多くの場合、最終コンポーネント (フェライトを含む) のコストが決定要因になります。 この記事は、コスト削減の手段として代替フェライト材料を探している設計エンジニアの補助として書かれています。

フェライトの用途

ソフトフェライトの主な用途は次の 3 つです。

1. 信号レベルが低い2。 パワー3. EMI

必要な固有の材料特性とコアの形状は、それぞれの特定の用途によって決まります。 低信号レベルのアプリケーションのパフォーマンスを制御する固有の特性は、透磁率 (特に温度に対する)、低いコア損失、および時間と温度に対する良好な磁気安定性です。 アプリケーションには、高Qインダクタ、コモンモードインダクタ、広帯域、マッチングおよびパルストランス、ラジオ用のアンテナ素子、およびアクティブおよびパッシブトランスポンダが含まれます。 電力用途の場合、動作周波数および温度における高磁束密度と低損失が望ましい特性です。 アプリケーションには、スイッチモード電源、磁気増幅器、DC-DC コンバータ、パワー フィルタ、点火コイル、電気自動車のバッテリ充電用変圧器などがあります。

抑制アプリケーションにおけるソフト フェライトの性能に最も影響を与える固有の特性は複素透磁率 [1] であり、コアのインピーダンスに直接比例します。 フェライトを不要な信号（伝導または放射）のサプレッサーとして使用するには、3 つの方法があります。 1 つ目は、最も一般的ではありませんが、実際のシールドとしてフェライトを使用して、導体、コンポーネント、または回路を放射された漂遊電磁場の環境から隔離します。 2 番目のアプリケーションでは、フェライトを容量性要素とともに使用して、低周波ではインダクタンス、つまり低周波では静電容量、高周波では散逸性となるローパス フィルタを作成します。 3 番目の最も一般的な使用法は、フェライト コアがコンポーネントのリード線または基板レベルの回路で単独で使用される場合です。 このアプリケーションでは、フェライト コアは寄生発振を防止し、コンポーネントのリード線や相互接続されたワイヤ、トレース、またはケーブルに沿って伝わる可能性のある不要な信号のピックアップや送信を減衰します。 2 番目と 3 番目のアプリケーションの両方で、フェライト コアは、EMI 源から放射される高周波電流を排除または大幅に低減することにより、伝導 EMI を抑制します。 フェライトの導入により、十分に高い周波数インピーダンスが提供され、高周波電流が抑制されます。 理論的には、理想的なフェライトは EMI 周波数で高インピーダンスを提供し、他のすべての周波数ではゼロ インピーダンスを提供します。 実際には、フェライトサプレッサーコアは周波数に依存するインピーダンスを提供します。 1 MHz 未満の周波数では低く、フェライト材料に応じて、最大インピーダンスは 10 MHz ～ 500 MHz で得られます。

複素透過性

交流の電圧と電流が複素パラメータで表される電気工学の原則と一致しているため、材料の透磁率は実部と虚部からなる複素パラメータとして表すことができます。 これは、透磁率が 2 つの成分に分離する高周波で証明されます。 実数成分 (μ') は無効部分を表し、交流磁場と同位相 [2] ですが、虚数成分 (μ") は損失を表し、交流磁場とは位相が異なります。直列成分 (μs' μs" ) または並列成分 (μp' μp") として表すことができます。図 1、2、および 3 のグラフは、3 つのフェライト材料の周波数の関数として複素初透磁率の直列成分を示しています。タイプ 73 は、初透磁率 2500 のマンガン亜鉛フェライトです。材料タイプ 43 は、初透磁率 850 のニッケル亜鉛フェライトです。材料タイプ 61 は、初透磁率 125 のニッケル亜鉛フェライトです。

図1

図2

図3

図 3 の 61 タイプの材料の直列成分に注目すると、透磁率の実部 μs' は、臨界周波数に達するまで周波数が増加しても一定のままであり、その後急速に減少することがわかります。 損失 (μs") は上昇し、その後、μs' が低下するにつれてピークに達します。この μs' の減少は、フェリ磁性共鳴の開始によるものです。 [3] 透磁率が高くなるほど、周波数が低くなることに注意してください。この逆関係は Snoek によって初めて観察され、次の式が与えられました。

等価 (1)

ここで、 fres = μs" が最大となる周波数 γ = 磁気回転比 = 0.22 x 106 A-1 mμi = 初透磁率Msat = 250-350 Am-1

これと同じ方程式は次のように近似できます。

fres = B sat/μi MHz 式 (2)

低信号レベルおよび低電力アプリケーションで使用されるフェライト コアは、この周波数以下の磁気パラメータに関係するため、フェライト メーカーが高周波での透磁率や損失のデータを公表することはほとんどありません。 ただし、EMI の抑制に使用されるフェライト コアを指定する場合は、より高い周波数のデータが不可欠です。

複素透磁率とインピーダンスの関係

ほとんどのフェライト メーカーが EMI 抑制に使用するコンポーネントに対して指定している特性はインピーダンスです。 インピーダンスは、直接デジタル読み取り機能を備えた、すぐに入手できる市販のアナライザーで簡単に測定できます。 残念ながら、インピーダンスは通常、特定の周波数で指定され、複素インピーダンス ベクトルの大きさを表すスカラー量です。 この情報は貴重ですが、特にフェライトの回路性能をモデル化する場合には十分ではないことがよくあります。 これを達成するには、コンポーネントのインピーダンス値と位相角、または特定の材料の複素透磁率が利用可能でなければなりません。

ただし、回路内のフェライト コンポーネントのパフォーマンスのモデル化を開始する前でも、設計者は次のことを理解しておく必要があります。

方程式

透磁率に関するフェライト コアのインピーダンスは次の式で与えられます。

Z = jωμLo 式 (3)

そして

μ = μ' – jμ" = (μs'2 +(jμ"s)2)1/2 式 (4)

ここで、μ'= 複素透磁率の実数部μ"= 複素透磁率の虚数部j = 単位虚数ベクトルLo= 空芯インダクタンス

したがって

Z = jωLo (μ' −jμ") 式(5)

コアのインピーダンスは、誘導リアクタンス (XL) と損失抵抗 (Rs) の直列の組み合わせともみなされ、どちらも周波数に依存します。 損失のないコアは、リアクタンスによって与えられるインピーダンスを持ちます。

X = jωLs 式 (6)

磁気損失のあるコアは、次のインピーダンスを持つものとして表すことができます。

Z = Rs + jωLs 式(7)

ここで: Rs = 合計直列抵抗 =Rm + ReRm = 磁気損失による等価直列抵抗 Re = 銅損による等価直列抵抗

低周波数では、コンポーネントのインピーダンスは主に誘導性リアクタンスになります。 周波数が増加すると、インダクタンスが減少すると同時に損失が増加し、合計のインピーダンスが増加します。 図 4 は、中程度の透磁率の材料の XL、Rs、Z 対周波数の典型的な曲線です。

磁気品質係数を知る

Q = μ'/μ" = ωLs/Rs 式(8)

次に、誘導リアクタンスは、空芯インダクタンスである Lo による複素透磁率の実部に直接比例します。

jωLs = j ωLoμs'

損失抵抗も、同じ定数によって複素透磁率の虚数部に直接比例します。

Rs=ωLoμs」

インピーダンスを式 (7) に代入すると、次のようになります。

Z = ωLoμs"+ jωLoμs'

そして因数分解：

Z = jωLo (μs' – jμs'') 式 (9)

式 9 では、コアの材料は µs' および µs'' で与えられ、コアの形状は Lo で与えられます。 したがって、さまざまなフェライトの複素透磁率を知ることで、目的の周波数または周波数範囲で最も適切な材料を得るために比較を行うことができます。 最適な材料を選択した後、最適なサイズのコンポーネントを選択できます。 複素透磁率とインピーダンスの両方のベクトル表現を図 5 に示します。

メーカーが抑制用途に推奨されるフェライト材料の複素透磁率と周波数のグラフを提供している場合、インピーダンスを最適化するためのコア形状とコア材料の比較は簡単です。 残念ながら、この情報が公開されることはほとんどありません。 ただし、ほとんどのメーカーは、周波数に対する初透磁率と損失の曲線を提供しています。 このデータから、コアインピーダンスを最適化するための材料の比較が得られます。

材質選定例

図 6、Fair-Rite 73 材料の初期透磁率と損失係数 [4] 対周波数を参照すると、設計者が 100 ～ 900 kHz の最大インピーダンスを保証したいと考えています。 73素材を選択しました。 モデリングの目的で、設計者は 100 kHz (105 Hz) と 900 kHz におけるインピーダンス ベクトルの無効部分と抵抗部分も知る必要があります。 この情報は、次のようにグラフから導き出すことができます。

100kHz では、μs'=μi = 2500 および (Tan δ/μi) = 7 x 10-6、Tan δ = μs"/μs' であるため、μs" = (Tan δ/μi) x (μi)2 =

複素透磁率の計算:

μ = μ' − jμ" = (μs ' 2 +( jμ"s)2)1/2 = 2500.38

予想どおり、この低周波数ではμ" が全透磁率ベクトルにほとんど追加しないことに注意してください。コアのインピーダンスは主に誘導性です。

ただし、900 kHz では「μs」が重要な要因となっています

μs'= 2100、μs"=1014 μ = 2332

コアの選択

設計者は、コアが #22 ワイヤを受け入れ、10 mm x 5 mm のスペースに収まらなければならないことを知っています。 内径は 0.8 mm と指定されます。 推定されたインピーダンスとその成分を解決するには、まず外径 10 mm、高さ 5 mm のビーズを選択します。

100 kHz における Z= ωLo μ およびトロイダル Lo= .0461 N2 log10 (OD/ID) Ht 10-8 (H)

thenZ= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (10/.8) x 5 x (2500.38) x 10-8 = 3.97 オーム

ここで、Rs = Lo ω μs" = .069 オームXL = Lo ω μs'= 3.97 オーム

900 kHz で Z = 33.3 オーム、Rs =14.48 オーム、XL =30.0 オーム

次に、外径 5 mm、長さ 10 mm のビーズを選択します。

100 kHz で Z= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x (2500.38) x 10-8= 5.76 オーム

ここで、Rs= Lo ω μs" = .100 オームXL = Lo ω μs' = 5.76 オーム

900kHzでZ= 48.1オーム、Rs = 20.9オーム、XL = 43.3オーム

この場合、ほとんどの場合と同様に、より長い長さでより小さい OD を使用することで最大のインピーダンスが達成されます。 ID がより大きい場合、たとえば 4 mm の場合は、その逆が当てはまります。

単位 Lo あたりのインピーダンスと位相角対周波数のグラフが提供されている場合、これと同じアプローチを使用できます。 図 9、10、および 11 は、この記事全体で使用されている同じ 3 つの材料のそのような曲線を表しています。

例

設計者は、25 MHz ～ 100 MHz の周波数範囲で最大インピーダンスを保証したいと考えています。 利用可能な基板スペースはやはり 10mm x 5mm で、コアは #22 awg ワイヤを受け入れる必要があります。 図 7 の 3 つのフェライト材料の単位 Lo あたりのインピーダンス、または図 8 の同じ 3 つの材料の複素透磁率を参照すると、850 μi の材料が選択されています。 [5] 図 9 のグラフを使用すると、25 MHz における中透磁率材料の Z/Lo は 350 x 108 オーム/H です。 推定インピーダンスを解くと次のようになります。

Z= 350 108 x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x 10-8

Z=128.4 オーム Φ = 30 度XL = Z sin Φ = 126.8 オームRs = Z cos Φ = 19.81 オーム

100 MHz の場合:Z= 179.8 オーム Φ= 0XL= 0 オーム Rs= 179.8 オーム

図7

図8

図9

異なる材質、寸法、周波数に対しても同じアプローチを使用できます。

前の説明では、選択されたコアは円筒形であると仮定しました。 使用されているフェライト コアがフラット リボン、束ねられたケーブル、または多穴プレート用である場合、Lo の計算はより困難になり、計算するにはコアの経路長と有効断面積のかなり正確な数値を取得する必要があります。空芯のインダクタンス。 これは、コアを数学的にセクション化し、計算された各セクションの経路長と磁気領域を合計することで実行できます。 ただし、すべての場合において、インピーダンスの増加または減少は、フェライト コアの高さ/長さの増加または減少に正比例します。 [6]

インピーダンスと減衰の関係

前述したように、ほとんどのメーカーはインピーダンスの観点から EMI アプリケーション用のコアを指定していますが、多くの場合、エンド ユーザーは減衰を知る必要があります。 これら 2 つのパラメータの間に存在する関係は次のとおりです。

減衰 = 20 log10 ((Zs +Zsc + ZL) / (Zs + ZL)) dB

ここで、Zs = ソース インピーダンスZsc = サプレッサー コア インピーダンスZL = 負荷インピーダンス

この関係は、ノイズを発生させるソースのインピーダンスとそれを受ける負荷のインピーダンスに依存します。 これらの値は通常、範囲が無限になる複素数であり、設計者が簡単に取得することはできません。 ソースがスイッチモード電源であり、負荷が多くの低インピーダンス回路である場合のように、負荷とソースのインピーダンスの両方に 1 オームの値を選択すると、方程式が簡素化され、減衰の観点からフェライト コアを比較できるようになります。 。

これらの条件下では、方程式は次のようになります。

減衰 = 20 log10 (Zsc/2) dB

図 12 のグラフは、シールド ビードのインピーダンスと、一般的に使用される負荷と発電機のインピーダンスの値の減衰との関係を示す一連の曲線です。

図 13 は、内部インピーダンス Zs を持つ干渉源の等価回路であり、サプレッサコア Zsc と負荷インピーダンス ZL の直列インピーダンスを通じて干渉信号を生成します。

図13

環境

温度

前述したように、フェライトの磁気パラメータは温度と磁場の強さの影響を受ける可能性があります。

図 14 と 15 は、同じ 3 つのフェライト材料のインピーダンス対温度のグラフです。 これらの材料の中で最も安定しているのは 61 材料で、100 ℃、100 MHz でインピーダンスが 8% 減少します。 これは、同じ周波数および温度での 43 材質のインピーダンスの 25% 低下と比較されます。 これらの曲線は、指定された場合、高温での減衰が必要な場合に指定された室温インピーダンスを調整するために使用できます。

場の強さ

温度の場合と同様、DC および 50 または 60 Hz の電力電流も同じ固有のフェライト特性に影響を及ぼし、その結果、コアのインピーダンスが低下します。 図 16、17、18 は、フェライト材料のインピーダンスに対するバイアスの影響を示す典型的な曲線です。 この曲線は、周波数の関数としての特定の材料の電界強度の関数としてのインピーダンスの劣化を示しています。 周波数が増加すると、バイアスの影響が減少することに注意してください。

新しい素材

このデータの編集以来、Fair-Rite Products は 2 つの新しい素材を導入しました。 当社の 44 はニッケル亜鉛の中透磁率材料であり、31 はマンガン亜鉛高透磁率材料です。

図 19 は、31、73、44、および 43 材料の同じサイズのビーズのインピーダンス対周波数のプロットです。 44 材料は、43 材料を改良したもので、直流抵抗率が 109 オーム cm と高く、熱衝撃特性が優れ、温度安定性が高く、キュリー温度 (Tc) が高くなります。 当社の 43 材と比較すると、44 材はインピーダンス対周波数特性がわずかに高くなります。 静止材料３１は、測定された周波数範囲全体にわたって、４３または４４のいずれよりも高いインピーダンスを示す。 大型マンガン亜鉛コアの低周波抑制性能に影響を与える寸法共振の問題を軽減するように設計された 31 は、ケーブル コネクタ サプレッサー コアや大型トロイダル コアとしての応用に成功しています。 図 20 は、OD が 0.562 インチ、ID が 0.250、HT が 1.125 の Fair-Rite コアの 43、31、および 73 材質のインピーダンス対周波数の曲線です。図 19 と図 20 を比較すると、次のようになります。図 19 の小さいコアの場合、最大 25 MHz の周波数では、73 材料が最適な抑制材料であることに注意してください。ただし、コア断面積が増加するにつれて、最大周波数は減少します。図 20 のデータで示されているように、 73 が最適な最高周波数は 8 MHz です。また、31 材料が 8 MHz から 300 MHz まで優れていることも注目に値します。ただし、マンガン亜鉛フェライトであるため、31 材料の体積抵抗率は 102 ohm-cm とはるかに低く、より優れた特性を示します。極端な温度変化によるインピーダンスの変化。

図19

図20

図21

用語集 空芯インダクタンス – Lo (H)コアの透磁率が 1 で、磁束分布が変更されない場合に測定されるインダクタンス。一般式 Lo= 4π N2 10-9 (H)C1トロイダル Lo = .0461 N2 log10 (OD/ID)Ht 10-8 (H)寸法（mm）

減衰 – A (dB)ある地点から別の地点への伝送における信号の大きさの減少。 これは、入力振幅と出力振幅のスカラー比 (デシベル単位) です。

コア定数 – C1 (cm-1)磁気回路の各セクションの磁路長の合計を、同じセクションの対応する磁気面積で割ったもの。

コア定数 – C2 (cm-3)磁気回路の各セクションの磁路長の合計を、同じセクションの対応する磁気領域の二乗で割ったもの。

磁気回路の有効寸法面積 Ae (cm2)、経路長 le (cm)、および体積 Ve (cm3) 特定の形状の磁気コアについて、同じ材料特性の仮想トロイダル コアが必要とする磁路長、断面積、および体積特定のコアと同等の磁気を持っている必要があります。

電界強度 – H (エルステッド)磁場の強度の振幅を特徴付けるパラメータ。H = 0.4 π NI/le (エルステッド)

磁束密度 – B (ガウス)磁路に垂直な領域の誘導磁場に対応するパラメータ。

インピーダンス – Z (オーム)フェライトのインピーダンスは複素透磁率で表すことができます。Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs") (ohm)

損失正接 – Tan δフェライトの損失正接は、回路の Q の逆数に等しくなります。

損失係数 – tanδ/μi磁束密度と磁界強度の基本成分間の位相変位を初透磁率で割ったもの。

位相角 – Φ誘導性デバイスにおける印加電圧と電流の間の位相シフト。

透磁率 – μ磁束密度と印加される交流磁界の強さの比から得られる透磁率は次のようになります。

振幅透磁率、μa – 磁束密度の値が記載されている場合、初期透磁率に使用される値よりも大きくなります。

実効透磁率、μe – 磁気回路がエアギャップを使用して構築されている場合、透磁率は同じ磁気抵抗を提供する仮想の均質材料の透磁率です。

増分透磁率、μΔ – 静磁場が重畳された場合。

初期透磁率、μi – 磁束密度が 10 ガウス未満に保たれた場合。

参考文献

ノート

キャロル・パークレミフェライト抑制する

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