狭い | 江西省トロイダルインダクタグループ

Scientific Reports volume 12、記事番号: 17351 (2022) この記事を引用

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この論文では、低インピーダンス線路と結合コンデンサという 2 つの新しい挿入損失制御方法に基づいて、広範囲の電力分割比を備えた 2 つの狭帯域電力分割器を紹介します。まず、等価回路モデルとLC等価回路に基づいて狭帯域BPFを設計します。次に、表面電流密度を使用して、BPF 構造のどの部分で中心周波数での挿入損失 (IL) を制御できるかを決定します。調整可能なウィルキンソン電力分割器 (TWPD) は、IL 制御コンポーネントに基づいて設計されており、2 つの DC 電圧のみを使用して幅広い電力分割比を作成します。最初に設計された TWPD の中心周波数は 2.5 GHz で、電力分割比は 0 ～ 8 V の 2 つの DC 電圧の変化によって最大 1:45 まで制御できます。TWPD の構造は対称であるため、逆電圧は次のようになります。出力ポート間の逆分割電力。 2 番目に設計した TWPD の中心周波数は 2.52 GHz で、電力分割比は 1.7 ～ 4 V の 2 つの DC 電圧の変化によって最大 1:134 まで制御できます。提案された 2 つの TWPD を製造および測定しました。理論的な予測を検証するために、測定結果とシミュレーション結果の比較が示されています。

ほとんどの電気通信システムでは、等しい電力分割比と不等な電力分割比を備えた電力分割器 (PD) が、アンテナアレイの給電ネットワークの必須要素となります。最近、マイクロストリップ共振器 1 における電磁誘導透過性の遅波応用や、小型マイクロ波コンポーネント 2 を最適化するための自動フレームワークなどの新しい方法に基づくマイクロ波回路の設計が設計者によって検討されています。さらに、フェーズドアレイやビームステアリングネットワークなどのマイクロ波無線通信システムでは、電力分割器を使用して信号を均等または不均等に分割する必要があります。ウィルキンソン電力分割器 (WPD) は、柔軟な電力分割比、DC、第 2 および第 3 高調波を除去する機能、コンパクトなサイズ、適切な挿入損失と反射損失、出力ポート間の良好な絶縁などの特性を備え、広く使用されています。

現在までに、さまざまなタイプの WPD が設計されています。最初のカテゴリは、楕円共振器とローパスフィルター 3、4 に基づく PD で、高次高調波までの高調波を抑制するのに非常に優れています。しかし、DC 高調波を除去することはできません。 2 番目のカテゴリは、狭帯域 5、6、7、デュアルバンド 8、および広帯域 BPF9、10、11 に基づく PD です。不等 WPD (UWPD) は、不等信号分割の別のカテゴリです12、13、14、15、16、17、18、19、20、21。 12、13 では、信号は 1:2 の比率に分割されますが、非常に大きなサイズを占めます。 In13 では、UWPD の設計に電磁バンドギャップを高インピーダンス伝送線路 (TL) として利用する構造が採用されています。広帯域では電力分割比は 1:3 ですが、動作帯域ではリターンロス値が適切ではありません。 1:4 の電力分割比 14,15 を備えた UWPD は、異なるインピーダンスを持つ単純なマイクロストリップラインを使用しますが、サイズが大きく、不要な高調波を抑制できないという問題があります。 1:5 UWPD は、オフセットされた両面平行ストリップラインに基づいて in16 で設計されています。 17、18では、1:6の不等Gysel PDと1:10のUWPDがそれぞれ示されています。 16、17、18 の主な欠点の 1 つはサイズが大きいことです。設計 19、20、21 では、共振器を使用せずに不等インピーダンスのマイクロストリップラインを使用するため、全体のサイズが大きくなります。前述の PD では、電力分割比の値を考慮することはできません。この問題を解決するために、任意の電力分割比を備えた Wilkinson PD と Gysel PD がそれぞれ 22、23、24、25、26 で提示されています。これらのPDタイプでは、電力分割比を設計時および製造前に任意に調整できます。その結果、設計および製造プロセス後に電力分割比を変更することはできなくなります。

調整可能な電力分割器 (TPD) は、集中素子と DC 電圧で構成される回路を使用して、動作帯域または電力分割比を制御する別のカテゴリです。集中素子回路には、DC ブロックコンデンサ、AC ブロックインダクタ、バラクタダイオード、バイアス抵抗が含まれます。 DC 電圧はバラクタダイオードの静電容量を制御するため、帯域幅または電力分割比を変更できます。 In27 では、高インピーダンス TL と 4 つの DC 電圧に基づいて、1:2 の不等 TPD が表示されます。一部の TPD は 28、29、30、31 に示されています。電力分割比は 1:1 ～ 1:2.428、1:13 ～ 1:2829、1:2 ～ 1:10030、および最大 1:10031 です。 TPD in32、33 は、動作帯域と電力分割比の両方を制御します。 TPD of32 は、4 つの DC 電圧源と多数の集中素子を使用するため、複雑な構造になっています。これらの欠点は、10 個の個別の DC 電圧を使用する TPD of33 で見られます。

検討された設計の中で、電力分割比は重要な機能ですが、あまり注目されていません。また、回路による任意の電力分割比や、広い範囲の電力分割比（等しいか不等かを問わない）を持つ電力分割器も見られません。その結果、広範囲の電力分割比を調整できるPDを設計および製造する動機が生まれます。また、設計がシンプルで、集中定数素子と DC 電圧源の数の点でより効率的です。調整可能な電力分割比を備えた電力分割器は、偏波 34,35 およびパターン再構成 36 を備えたアンテナの設計に採用されました。さらに、多くの場合、フェーズドアレイやビームステアリングネットワークなどのシステムでは、異なる出力ポートで異なる出力電力が必要です32。これらすべてのアプリケーションには、電力分割比を調整した狭帯域電力分割器が必要であることにも注意してください。

この論文では、前述の問題を解決するために、広範囲の電力分割比を持つ 2 つの TPD を設計、製造、測定します。まず、等価回路モデルとLC等価回路に基づいて狭帯域BPFを設計します。次に、表面電流密度を使用して、集中定数回路を接続できる共振器を特定し、提案された BPF に基づいて PD を設計します。次に、提案した PD と集中定数回路に基づいて 2 つの TPD を設計します。製造された TPD の電力分割比の制御については、最後のセクションで調査および測定されます。

まず、新しい構造の BPF を解析し、設計します。提案された BPF 構造の重要な部分を分析して、どの部分が IL 制御に関連しているかを決定します。この点に関して、提案した BPF を作製し、測定して結果を確認します。

図 1a は、提案された BPF の等価回路モデルを示しています。等価回路モデルは、TL の特性インピーダンス (\({Z}_{i}\)) と電気長 (\({\theta }_{i}\)) に基づいており、等価回路モデルは対称構造を持っています。。等価回路モデルは、結合効果のある 2 本の低インピーダンスライン (TL1)、結合効果のある 2 本の高インピーダンスライン (TL2)、結合効果と不等インピーダンスを持つ 2 組の高インピーダンスライン (TL3)、および 2 本の高インピーダンスで構成されます。カップリング効果のないライン (TL4)。 BP フィルタの偶数モードと奇数モードの等価回路モデルをそれぞれ図 1b、図 1c に示します。偶奇モード分析は次のように段階的に実行されました。

(a) 提案された BPF の等価回路モデルと結合グラフ、(b) 偶数モード、(c) 奇数モード。

そして奇数モードの場合:

ここで、(3) ～ (8) では、パラメータ (A ～ K) は次のように計算されます。

なお、式（１）は次の通りである。 TL3 の結合線路の方程式である (3) と (7) は、2 ポート Z マトリックス結合線路 "\(\pi\)" モデル 37 の入力インピーダンスに基づいています。結合線路の「\(\pi\)」モデルに基づいて、TL3 結合線路の境界条件を考慮した 2 ポート Z 行列とそのパラメータ、つまり \(I_{2} = I_{4} = 0, \) は次のように取得されます38:

どこ

次に、入力インピーダンス (\(Z_{in}\)) は次のように計算できます。

以下では、偶数モードと奇数モードの解析では、\(Z_{L}\) をそれぞれ無限大と 0 の 2 つの値とみなします。その結果、式が得られます。 (3) と (7) は次のように計算されます。

次の方程式は、構造の重要なパラメーターを取得するために使用されます。

ここで \(Z_{0} = 50\) オームです。結合グラフ (図 1a) に基づいて、提案された等価回路モデルには 4 つの共振器 (R1 ～ R4) があることが明らかです。提案された等価回路モデルでは、線路のインピーダンスと電気長の値は次のように考慮されます: \(Z_{2o} = Z_{2e} = Z_{4} = Z{ }\) および \(Z_{1o } = Z_{1e} = Z/10\)。また、非対称結合線路 (TL3) は等しくないインピーダンスを持ち、そのインピーダンス値は \(Z_{3e} = 2Z\) および \(Z_{3o} = Z\) と見なされます。一方、線路の電気長は \( \theta_{2} = \theta_{4} = \theta\) および \(\theta_{1} = 2\theta\) および \( \theta_{3} = 3\theta\)。 TL1 は低インピーダンスで、他のラインは高インピーダンスです。高インピーダンス線路と低インピーダンス線路の \(Z\) の値はそれぞれ 150 Ωと 15 オーム 39 と考えられるため、TL1 のインピーダンスは \(Z/10\) に等しくなります。したがって、方程式。 (1)～(14)はWolfram Mathematica ソフトウェアで計算および簡略化され、\(\mathcal{R}\mathcal{e}\) と \(\mathcal{I}\mathcal{m}\) の部分が分離されます図 2 に示すように、各部分は \(\theta\) に従って MATLAB でプロットされます。適切な狭帯域 BPF は、IL が低い中心周波数 (fo) を持ち、良好な阻止帯域を持つ 2 つの TZ を備えています。帯域幅と鋭いロールオフ。低い IL 値は、(15) S11 = 0 に従って fo に極を作成することによって取得されます。または、 \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\cdot {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}=1/{{Z}_{0}}^{2}\)。

\({Y}_{in}^{even}\)、\({Y}_{in}^{odd}\)、\({Z}_{in}^{odd}\) の曲線。

\({Z}_{0}=50\) オームであるため、\(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm {偶数}}]=(1/2500)\times\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\)そして \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}]=(1/2500)\times \mathcal{I }\mathcal{m}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\)。 (16) による TZ の場合、S21 = 0 または \({Z}_{in}^{odd}={Z}_{in}^{even}\) が必要です。 \({Y}_{in}=1/{Z}_{in}\) の場合、 \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}={ \mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\) したがって、共振条件は \(\mathcal{R}\mathcal{e}[ {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}]\) と \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\ mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\) と \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{even}]\) を \(\mathcal{ { I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{odd}]\)。図 2 は \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\)、\({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}) の曲線を示しています} ^{\mathrm{odd}}\) と \({\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\) を使用して、曲線の交点と最適な\(\theta\) の値。図に示すように、90°が最良の条件になります。換言すれば、図２の等価回路モデルにおける各共振器は、次のとおりである。 1a は \(\theta =\lambda /4\) に等しい長さである必要があります。

結合コンデンサに基づく LC 等価回路 (結合効果の代わりにコンデンサを使用) は、提案された BPF のどの部分と結合が中心周波数で IL に影響を与えるかを示します。高い容量効果（広範囲）と重要な結合セクションにバラクタダイオード（可変コンデンサ）を追加することは、調整可能な電力分割比を備えた電力分割器の設計において最も重要な役割を果たします。非対称結合に基づく構造は設計が複雑であるため、適切な応答のためには等価回路モデルのパラメータを最適化する必要があります。最適化プロセスの開始点を特定するために、図 3 に示すように、提案された BPF の設計パスで LC 等価回路が考慮されます。LC 等価回路では、各 TL が 1 つのインダクタ (Li、ここで i) に置き換えられます。 = 1–13) と 1 つのコンデンサ (Ci、i = 1、2、… 10)、および各カップリング効果に対してコンデンサが考慮されます (Cgi、i = 1、2、… 5)。インダクタとコンデンサの値は4,40から抽出できます。 LC等価回路は対称構造となっているため、偶数モードと奇数モードの解析を行っています。図 3b、c はそれぞれ奇数/偶数モードを示しています。入力インピーダンスは、偶数モードと奇数モードの両方で次のように段階的に計算できます。

(a) LC 等価回路、(b) 奇数モード、(c) 偶数モード。

偶数モードの場合:

最後に、結果の S パラメータが (15) と (16) で評価されます。 LC 等価回路に基づいて S21 を計算した後、提案された BPF 構造のほとんどすべてが TZ の位置を制御するのに効果的であることが判明しました。ただし、L13 と C10 の効果はそれほど高くありません。その結果、フィルター設計の 3 つの目標を達成するための、いくつかの変数を含む一般方程式が存在します。フィルタ設計の目標は次のとおりです。中心周波数は 2.5 GHz (S21@ 2.5 GHz = 0 dB)、最初の TZ は 2.2 GHz (S21@ 2.2 GHz = − ∞ dB)、2 番目の TZ は 2.8 GHz (S21@) にあります。 2.8 GHz = − ∞ dB)。このように、ADS のシミュレーションソフトウェアの勾配アルゴリズムに基づいて最適化プロセスが使用され、フィルター設計の目標が得られます。

計算後、ADS ソフトウェア環境でパラメータを最適化することにより、提案される BPF が設計されます。設計されたBPFのレイアウト構造とシミュレーションされた応答を図4aに示します。図 4b は、提案された BP フィルターのシミュレーション結果を示しています。通過帯域の中心周波数 (fo) は 2.54 GHz で、-3 dB (IL) 帯域幅は 0.23 GHz (2.405 ～ 2.635 GHz) です。 fo での挿入損失と反射損失はそれぞれ 0.26 dB と 27.7 dB です。これらの結果は、BPF の通過帯域が周波数 2.5 GHz に対して適切な安全マージンを持っていることを示しています。また、設計された BPF には、TZ1 = 2.18 GHz および TZ2 = 2.92 GHz の周波数で 2 つの TZ があることも示されています。 TZ 間の 0.74 GHz の周波数ギャップは、このフィルタの急激なロールオフを示しています。上部阻止帯域帯域幅は 2.2 fo まで拡張され、抑制レベルは 20 dB です。

提案するBPF、(a)レイアウト、(b)等価回路モデルS21、S11、LC等価回路とレイアウトのシミュレーション結果。

図6aは、TL1とCg5値の間のギャップ距離の変化に対するfoでのILを示しています。帯域幅を拡張するには、図 6b に示すように、2 つの TL1 間のギャップ距離を 0.1 mm 未満にする必要があります。この目標を達成するには、製造コストが大幅に増加します。その結果、製造コストを削減するために、最小設計解像度 0.1 mm が考慮されました。

このセクションでは、提案された BPF 構造のどの部分が fo の IL に直接影響するかを特定します。したがって、これらの部品にバラクタダイオード（直流電圧制御可能な容量）を含む集中定数回路を追加することで、ILの値を調整することができます。図 5 は、提案された BPF の TZ および fo における表面電流密度を示しています。図 5a、b に示すように、大部分が赤色の部分は TZ に大きな影響を与えます。したがって、TZ の位置は、TL2、TL3、TL4、TL5 の TL、および TL1 の 1 つ (入力ポートに近い TL1) に依存します。つまり、出力ポート側の TL1 は TZ にほとんど影響しません。図 5c は、出力ポート近くの TL1 が通過帯域の中心周波数に大きな影響を与えていることを示しています。表面電流密度シミュレーションに基づくと、出力ポート側の TL1 は通過帯域のすべての周波数に対して直接的な役割を果たします。 TL1 は低インピーダンスのラインであり、高い容量値を持つコンデンサの役割を果たすため、このスタブはその寸法を設定することで制御できます。一方、提案された等価回路で Cg3、Cg43、Cg5 でモデル化された 2 つの TL1 スタブ間のギャップ (図 3a の点線) は、fo での IL に直接影響します。最適化プロセスでは、Cg5 の効果がより大きいことがわかります。コンデンサ Cg5 の値が低いほど fo での IL は低くなり、その逆も同様です。結果として、2 つの TL1 ライン間のギャップが大きいほど、帯域幅の IL 値は高くなります。図 6 は、TL1 と Cg5 値の間のギャップ距離の変化に対する fo での IL を示しています。前のセクションでは、このギャップはコンデンサによってモデル化されているため、最大ギャップ距離 (S21(@ fo) = − 20 dB) の場合、2 つの TL1 の間に SMD コンデンサを使用することが可能です。 SMD コンデンサの値を調整することで、通過帯域内の IL の値を制御できます。したがって、図7aに示すように、通過帯域挿入損失を制御するBPFが設計およびシミュレーションされます。図 7a の集中素子回路の構造には次のものが含まれます。

バラクタダイオード (Dv) は SMV1247-079LF で、DC 電圧 (VDC) 変動 0 ～ 8 V の範囲内で静電容量が 0.64 ～ 8.86 pF です。

コンデンサ C1 と C2 は Murata GRM0603 で、値はそれぞれ 6 と 1.5 pF です。

Rb は値が 100 kΩ のバイアス抵抗で、VDC は値の範囲が 0 ～ 8 V の DC 電圧です。

(a) TZ1、(b) TZ2、(c) fo における表面電流密度。

(a) fo での挿入損失値と TL1 間のギャップ距離の変化と Cg5 値、(b) 帯域幅の変化と TL1 間のギャップ距離の変化。

通過帯域 IL を制御する提案された BPF、(a) 提案された回路と VDC に依存するシミュレーション応答、(b) 2 番目の設計 BPF、および VDC に依存するシミュレーション応答。

この回路のシミュレーション応答を図 7a に示します。周波数 2.5 GHz での S21 の値は、電圧 0、1、2、3、4、および 5 V で、それぞれ - 7.25、- 8.16、- 6.2、- 2.1、- 1.14、および - 0.85 dB に等しくなります。前のセクションで述べたように、両方の TL1 は中心周波数の IL に対して同じ効果を持ちません。出力ポートに近い TL1 の効果は、他の TL1 よりも支配的です。その結果、図 7b に示すように、左側の TL1 に接続された要素だけを含む 2 番目の設計 BPF が設計され、シミュレーションされます。シミュレーション結果は、TZ を削除せずに、fo での IL の値が DC 電圧に応じて変化することを示しています。また、使用される集中要素も少なくなります。提案された BPF を通過する信号の値は電圧によって制御されるため、提案された BPF は、広範囲に調整可能な電力分割比を備えた WPD の設計に使用できます。

前のセクションで設計した BPF を使用して、図 8 に示すように狭帯域 WPD を設計します。絶縁抵抗は 100 オームです。狭帯域 WPD のシミュレーション応答は、通過帯域幅が 2.45 ～ 2.59 GHz の 0.14 GHz で、減衰レベルは - 3 dB です。図 8 に示すように、通過帯域のシミュレーション S11 は - 13.3 dB 未満、S22 および S33 は - 19 dB 未満です。アイソレーション (S32) は、fo = 2.5 GHz で - 20 dB 未満です。下部および上部阻止帯域は高い抑制レベルを持ち、中心周波数の DC 高調波、2 次および 3 次高調波を 25 dB を超える抑制レベルで抑制します。

狭帯域 WPD 提案回路とその S パラメータ結果。

IL を fo で調整するセクションでは、出力ポートの近くにある TL1 が通過帯域帯域幅の中心周波数に大きな影響を与えることがわかります。また、2 つの TL1 間のギャップ距離により、中心周波数での IL が増減します。したがって、2 つの出力ポート間の電力分割比を制御して PD を設計するには、出力に近い TL1 と TL1s ギャップを使用することが可能です。したがって、このセクションでは電力分割比を制御することによって 2 つの WPD 設計が検討されました。

図7では、提案されたBPFは、TL1間のコンデンサC1と、バラクタダイオード、バイアス抵抗、補助コンデンサC2、DC電圧源を含む容量性制御回路を使用することにより、通過帯域内のILを制御できます。応答は、IL が制御されているにもかかわらず、TZ が排除され、ロールオフ率が減少していることを示しました。ただし、0 ～ 8 の電圧範囲を使用すると、fo = 2.5 GHz で IL 値を - 0.85 ～ - 25.7 dB の間で変更できます。このフィルタを使用して、IL を制御する TWPD を設計します。したがって、提案された BPF は、最初の設計として WPD4 の 4 分の 1 波長線路の代わりに使用されます。最初の設計のレイアウト回路、シミュレーションおよび測定結果を図 9 に示します。C1 のコンデンサは GRM0115C Murata 1.8 pF、C2 のコンデンサは GRM0115C Murata 1.5 pF、バイアス抵抗は 10 kΩ と考えられます。バラクタダイオードは SMV1247 モデルで、DC 電圧 V1 および V2 の値は 0 ～ 8 V の範囲で変化します。この PD は、ギャップ距離を使用して電力分割比を制御する最初の設計の調整可能な電力分割器として製造および測定されています。対称線上にあります。図 9a は、最初の設計 TWPD のレイアウトと製造写真を示しています。R2 = 100 Ω は絶縁抵抗であり、高絶縁で電力を均等に分割する必要がある場合に考慮できます。電力を所望の値に不等分割する場合、絶縁抵抗が有害な影響を与える可能性があることに注意してください。たとえば、絶縁抵抗が存在する場合、V1 と V2 の電圧を変更しても、分割された電力は - 3 dB を超えません。したがって、この抵抗を削除して、広範囲の電力分割比を実現できます。一方、抵抗を追加すると、出力ポートでの整合と絶縁が向上します。図 9b は、両方の電圧 V1 = V2 = 8 V のシミュレーションと測定の結果を示しており、本質的に電力は等分割されています。 S21 と S31 の通過帯域における群遅延 (GD) の最大変動は、それぞれ 0.65 ns と 0.63 ns です。図 10a、b は、それぞれ電圧 V1 = 0、V2 = 8 および V1 = 8、V2 = 1 に対して不均等に分割された電力を示しています。この電力分割器では、V1 と V2 の値の差が大きいほど、出力ポート間の電力分割比の差も大きくなります。たとえば、V1 = 8 および V2 = 0 V (2 つの DC 電圧間の最大差) の場合、S31 = − 1.765 dB および S21 = − 18.33 dB の値になります。つまり、周波数 2.5 GHz では電力比は 1:45 になります。構造が対称であるため、逆電圧 (V1 = 0、V2 = 8) により、出力ポート間の電力分割比が逆になります (S31 = − 18.91 dB、S21 = − 1.78 dB)。セクションの DC 電圧が低下すると、そのセクションの出力ポートへの電力分割の値が減少します。例として、V1 = V2 = 0 の 2 つの電圧が得られます。

調整可能な電力分割比を備えた提案された WPD (最初の設計)、(a) レイアウトと製造構造の写真、(b) V1 および V2 = 8 V でのシミュレーションと測定結果。

最初の設計 TWPD の測定およびシミュレーションの結果、(a) V1 = 0 および V2 = 8 の場合、および (b) V1 = 8 および V2 = 1 の場合。

S21 = − 18.36 dB、S31 = − 18.93 dB。 Scilicet では、これら 2 つの電圧を選択することにより、中心周波数で電力全体をブロックできます。

fo での IL の調整のセクションでは、出力ポート側の TL1 が fo に直接的な影響を与えることが示されました。その結果、SMD コンデンサとバラクタダイオードを使用して TL1 スタブの容量効果を制御することにより、TWPD の設計 (第 2 の設計) で電力分割比を制御できます。図 11a は、2 番目の設計のレイアウト回路と製造写真を示しています。この設計には対称ラインコンデンサがありません。その結果、2つの要素が削減され、サイズが小さくなります。 PD は TL1 の容量効果を使用して制御されるため、より狭い範囲の DC 電圧にわたって不均等な電力をより広い範囲で分割できます。そのため、DC 電圧源としては、1.7 ～ 4 V の間で等しく電力分割された DC 電圧で十分です。 C1のコンデンサはGRM0115C Murata 30pF、バイアス抵抗は10kΩと考えます。バラクタダイオードは SMV1247 モデルで、DC 電圧 V1 および V2 の値は 0 ～ 4 V の範囲で変化します。図 11b は、V1 = V2 = 4 V の 2 番目の設計シミュレーションと測定結果を示しています。示されているように、最初の設計 TWPD とは異なります。、TZ は 2 番目の設計 TWPD では除去されず、その結果、非常に鋭いロールオフが発生します。 S21 と S31 の通過帯域における群遅延 (GD) の最大変動は、それぞれ 0.85 ns と 0.64 ns です。図 11b に示すように、S32 は - 11.34 dB に等しく、これは R2 なしの比較的適切な値です。また、抑制レベルが 20 dB で、下限と上限の阻止帯域が広いこともわかります。図１１ｂに示すように、入力整合（Ｓ１１）、出力整合（Ｓ２２およびＳ３３）、および２つの出力ポート間の絶縁（Ｓ２３）の値は、０．１ＧＨｚ帯域幅範囲において適切である。図 12a、b は、それぞれ V1 = 1.7、V2 = 4 および V1 = 4、V2 = 2.15 の電圧に対して不均等に分割された電力を示しています。この PD では、値 V1 と V2 が互いに離れるほど、分割される電力の差は大きくなります。たとえば、V1 = 4 および V2 = 1.7 V の場合、S31 = − 0.877 および S21 = − 22.15 dB の値になります。つまり、これらの電圧では、電力分割比は 2.52 GHz の周波数で 1:134 になります。の電力分割比。

調整可能な電力分割比を備えた提案された WPD (第 2 の設計)、(a) レイアウトと製造構造の写真、(b) V1 および V2 = 4 V でのシミュレーションと測定結果。

2 番目の設計 TWPD の測定およびシミュレーションの結果。(a) V1 = 4 および V2 = 1.7 の場合、(b) V1 = 4 および V2 = 2.15 の場合。

1:134 は最初のデザインには見られません。 2 番目の TWPD の構造は対称であるため、反対の DC 電圧 (V1 = 1.7、V2 = 4 V) では、出力ポート間の分割電力の値は逆転します (S31 = − 22.28、S21 = − 0.79)。直流電圧が低下すると、出力ポートに伝送される電力の値が減少します。たとえば、2 つの電圧 V1 = V2 = 1.7 の場合、結果は S21 = − 22.23 dB、S31 = − 22.31 dB になります。つまり、これら 2 つの電圧を選択することにより、全体の電力を fo で遮断することができます。 2 番目の利点は、2 つの DC 電圧間の最大差の値、最初の設計に比べて、サイズがよりコンパクトになり、DC 電圧の変動範囲がよりコンパクトになり、最大 1:134 までの広い分割電力範囲が得られることです。図 13 は、電圧変化 V1 = 0 ～ 8 (ステップ 0.1 V) および V2 = 0 ～ 8 (ステップ 1 V) における S パラメータの変化を示しています。これらのグラフを使用すると、重要な電力分割比について S パラメータのシミュレーション応答を調査できます。均等から不均等までの任意の電力分割範囲を選択することもできます。定電圧 V2 = 4 および V1 = 4 における 2 番目の設計 TWPD の分割電力の重要な範囲を、それぞれ表 1 および表 2 に示します。これらの表によれば、電圧を調整することによって 2 つの出力ポート間の電力分割が対称的に行われることは明らかです。また、V1とV2の電圧差が大きいほど、より広範囲の電力分割が継続されます。表 3 は、提案された両方の電力分割器の結果を以前の研究と比較しています。表 3 から、幅広い分割電力、低 DC 電圧の数、低 DC 電圧の範囲、およびコンパクトなサイズが、提案された 2 つの設計の最も重要な利点であることが簡単に比較できます。表 3 の FPDR は、不等電力分割における TWPD の能力を評価するための分数電力分割比であり、次のように導出できます。

提案された TWPD (最初の設計) の広範囲のシミュレーション S パラメーターの結果。

提案された作品の新規性は、以下のように設計の新規性と結果の新規性の 2 つの部分に分けられます。

電力分配器は、高インピーダンス線路と低インピーダンス線路で構成される新しい構造のバンドパスフィルター (BPF) に基づいて設計されています。調整可能な電力分割比を備えた電力分割器は、集中素子で構成される回路を備えています。集中定数回路のバラクタダイオードは可変コンデンサとして機能し、その静電容量は DC 電圧に依存します。提案された電力分割器構造では、可変コンデンサが低インピーダンスライン TL1 に追加されます。これにより、最大の容量性と高い結合効果が得られます。その結果、新規な構造構成に加えて、別の設計上の新規性は、低インピーダンス線路の容量性および結合効果の制御です。高い容量性と結合効果を持つ低インピーダンスラインに集中素子回路を追加することは、以前の作品では見られませんでした。以前の作品 28、29、30、31、32、33 では、高誘導効果線路 (高インピーダンス線路) を備えた集中定数素子回路を使用していました。したがって、提案された設計の新規性により、集中要素の数が減ります。

以前の研究と比較した場合の結果の新規性または提案された TWPD の利点は、広範囲の電力分割比 (初めて最大 1:135)、広い阻止帯域による高調波抑制、対称両側電力です。分割し、両方のポートまたは任意のポートの信号を完全にブロックします（初めて）。以前の研究とは異なり、提案された 2 つの電力分割器にはこれらすべての利点が含まれています。また、電力分割の機能に加えて、2 つの出力ポートの中心周波数での信号の完全なブロックも、以前の作品にはなかったユニークな機能です。

この文書では、幅広い電力分割比を備えた 2 つの調整可能なウィルキンソン電力分割器を紹介しました。最初のアイデアは、奇数/偶数モード解析を使用した等価回路モデルと LC 等価回路に基づいた新しい狭帯域 BPF の設計です。次に、表面電流密度を調べることにより、設計したBPFのどの部分で挿入損失をfoに制御できるかを決定します。 TWPD は、IL 制御コンポーネントに基づいて設計されており、幅広い電力分割比を実現します。 TWPD の構造は、2 つの設計された TBPF、2 つの集中素子回路、および 2 つの DC 電圧で構成されます。提案された TWPD の利点は、以下の場合に含まれます: 等しくない広い範囲の電力分割比、コンパクトなサイズ、少数の集中素子、広い阻止帯域による高調波抑制、対称な両側の完全なブロッキング信号、および用途たった 2 つの DC 電圧で動作します。シミュレーション結果と測定結果を比較すると、結果がよく一致していることがわかり、設計が正しいことが確認されます。

現在の研究中の計算結果は、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

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セパール・ザルガミ & モーセン・ハヤティ

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SZ は、設計、分析、調査、執筆、つまり原案の準備を行ってきました。 MH は執筆、レビュー、編集に参加しました。著者全員が結果について議論し、最終原稿に貢献しました。

モーセン・ハヤティへの通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

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転載と許可

Zargami, S.、Hayati, M. 広範囲に調整可能な電力分割比を備えた狭帯域電力分割器。 Sci Rep 12、17351 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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受信日: 2022 年 4 月 29 日

受理日: 2022 年 10 月 11 日

公開日: 2022 年 10 月 17 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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科学レポート (2023)

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