再構成可能な電力分割と負の群遅延特性を備えた小型電力分割器の設計理論

Scientific Reports volume 13、記事番号: 7222 (2023) この記事を引用

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1 オルトメトリック

メトリクスの詳細

この記事では、電力分割器における再構成可能な電力分割と負の群遅延 (NGD) を組み合わせた解析について説明します。 この研究では、高い電力分割比、可変の負の群遅延、およびより低い特性インピーダンスを備えた、新しい複合伝送線路ベースの再構成可能な電力分割器を紹介します。 複合伝送線路のインピーダンス変換は、負の群遅延と電力分割の両方を制御します。 この電力分割器は、1 ～ 39 の幅広い電力分割比、適切な絶縁、インピーダンス整合、および再構成可能な伝送パスにおける \(-3.4\) ns ～ \(-4.7\) ns の NGD を備えています。 負の群遅延は、追加の群遅延回路を使用せずに実現されます。 伝送線路部と絶縁素子の低特性インピーダンスに対応する理論式を導出する。 測定結果は、電力分割比と負の群遅延の高度な調整の達成を正当化します。 分離と反射減衰量は、1.5 GHz の中心周波数で - 15 dB より高くなります。 この設計の重要な貢献は、負の群遅延およびサイズの縮小とともに、再構成可能な広い電力分割として挙げられます。

無線通信システムには、アンテナ アレイの給電ネットワークとして、等価、不等、再構成可能な電力分配器が必要です。 再構成可能な電力分割器では、動作帯域または電力分割比は、DC 電圧とバラクタ ダイオードなどの集中素子によって制御されます。 バラクタ ダイオードの静電容量は DC 電圧によって制御でき、その結果、帯域幅または電力分割比が変化します 1、2、3。 再構成可能性に加えて、アンテナ アレイ要素のビーム スクイントの問題を克服するには、負の群遅延 (NGD) も必要です。 一部の再構成可能な電力分配器は、4、5、6、7 に示されています。 切り替え可能なインバータは、完全に再構成可能な電力分割を実現するために使用されます4。 ただし、20 個の PIN ダイオードが存在するため、システムが複雑になります。 5 では、バラクタ ダイオードが 2 つだけ使用されますが、同調可能範囲は 1:1 ～ 1:2.4 のみです。 連続分割比を持つリコンフィギュラブル PD は 6 で設計されていますが、電力分割範囲は \(-12.4\) ～ 14.8 dB および \(-8.6\) ～ \(-22.5\) dB のみです。 \(-1.25\) dB から 20 dB までのより包括的な分割を備えた PD は 7 で実現されていますが、回路では多数の異なる特性インピーダンスが使用されます。 最大電力分割範囲が 14 dB の、Planar Magic-T ベースの電圧制御可変電力分割器が紹介されています8。 ただし、回路には約 15 度の位相差があります。 SWIPT システムの電力分割アーキテクチャは 9、10 で研究され、カスケード接続されたバラクタ ダイオードと反射型移相器方法に基づく再構成可能性は 11、12、13 で説明されています。 チューニング中に発生する望ましくない結合を排除するために、追加の伝送線路を備えたデュアルバンド動作と絶縁セクションがそれぞれ 14、15 に示されています。

フェーズド アレイ アンテナにはビーム斜視の問題があり、放射パターンの形状と方向に望ましくない乱れが生じます。 調整可能な PDR と NGD を備えた電力分配器は、この設計上の課題を克服するのに有益です 16。 挿入損失の制御に基づいており、広い範囲の分割比と狭い帯域幅を備えた電力分配器が、17 に示されています。 ただし、本作ではGD解析は行っておりません。 4.05 ns の負の群遅延を持つ負の群遅延フィルターの設計は、18 で実装されています。 NGD 電力分割器の体系的な分析は 19 で行われます。 この作業では、カスケード接続された同一の 2 次ベースバンド段の概念が利用されています。 抵抗器を備えた短絡結合線路に基づく、平衡対不平衡の負の群遅延電力分割器が、20 に示されています。

負の群遅延回路を使用するアンテナ アレイ用に設計された従来の電力分割器は、分数帯域幅 (FBW) が小さく、電力分割比 (PDR) の再構成可能性が低いという問題がありました。 電力分割の再構成可能性と負の群遅延を組み合わせることで、回路の群遅延が補償されます。 RF 回路では、負の群遅延現象が狭い周波数帯域内で観察され、線形性が向上し、スクイントのない直列給電アンテナ アレイの場合と同様に、無線通信システム 21 の性能が向上します。 マイクロ波増幅器とカスケード接続された分散受動バンドパス負の群遅延回路は、22 に示されています。 設計された動作周波数の電力分割比 \(k^2\) での伝送係数の大きさに関連する群遅延を計算するための数式は、次の式で与えられます。

前述したすべての研究は、調整可能な帯域幅、周波数、電力分割、または NGD などの機能を実現することに成功しています。 電力分割の再構成と負の群遅延を同時に扱う研究は、まだ文献で報告されていません。

この記事では、追加の群遅延回路を使用せずに、負の群遅延と調整可能な電力分割比を実現する新しい設計手法を紹介します。 複合伝送線路のインピーダンス変換は、負の群遅延と電力分割を制御します。 提案された回路では、3 と 1 の間の伝送路は負の群遅延特性を提供し、2 と 1 の間の伝送路は正の群遅延特性を提供します。提案された電力分割器は、エンベロープ トラッキング アプリケーションまたはダイナミック パワー アンプで使用できます。 正の群遅延パスを RF パスに直接リンクし、負の群遅延パスを検出器パスに接続して、信号エンベロープとダイナミック電源の間の時間の不一致を補うことができます。 この回路は、適切なインピーダンス整合と適切な分離も維持します。 この論文は、「設計手法と数学的分析」セクションで理論的分析と設計手法を整理し、「結果の分析」セクションでさまざまなシナリオでの結果を分析および調査し、この研究を最近の最先端の設計と比較します。文学の中で。 その後、作業は「結論」セクションで終了します。

この設計では複合伝送線路 (CT 線路) の概念を使用して、電力分割の再構成可能性、より小さい特性インピーダンス、サイズの縮小、および負の群遅延を実現します。 絶縁ネットワークには追加の伝送線と集中要素があり、ポートのマッチングと再構成可能性が向上します。 提案する電力分割器のブロック図を図 1 に示します。 従来の 4 分の 1 波長 (QWL) セクションの伝送マトリックスは、パワー ディバイダーの修正されたブランチ (CT ライン) の伝送マトリックスと同等です。 分割アームを流れる電力は、アームのインピーダンスに依存します。 インピーダンスが小さいアームはより多くの電流を必要とするため、より多くの電力が必要になります。

再構成可能な PDR を備えた電力分割器のブロック図。

複合伝送線路と 1/4 波長線路の関係は、行列形式で次のように表すことができます。

\(M_1\) はマイクロストリップ伝送線路の伝送行列、\(M_{C1}\) と \(M_{QWL}\) はそれぞれコンデンサと 1/4 波長線路の伝送行列です。 行列を解くことによって、調整要素 ( \(C_1\)) の値を見つけることができます。

偶数モード解析用の PD の等価回路モデルは図 2a に示されており、これに基づいて (1)、(2)、(3) が得られます。ここで \(\theta _1\)、\(\theta _2\) \(\theta _3\) は電気長を表し、\(Z_1\)、\(Z_2\)、\(Z_3\) は特性インピーダンスに対応します。

等価回路 (a) 偶数モード (b) 奇数モード。

ここで、 \(Z_{Even3}\) = \(Z_{3/jtan} \theta _3\)

(3) のインピーダンス整合 LHS の場合、ポート インピーダンス \(Z_0\) と同等とみなすことができ、次のようになります。

(1) を使用して (2) を変更し、後で (3a) に適用すると、\(Z_2\) と \(Z_3\) の値が得られます。

ここで、P = \(tan^{2}\theta _1\) です。 図 2.b に示された回路に基づいて、奇数モード解析が行われ、絶縁回路内の集中素子の値が求められます。 回路内の \(Z_{IN}\) は、絶縁ネットワークのインピーダンスに対応します。 したがって、次のようになります。

\(Z_{Odd1}\) = j \(Z_{1} Tan\theta _1\)

そして

(7)の \(Z_{Odd3}\) と \(Z_{Odd1}\) を代入します。 \(Z_{Odd2}\) の変更された値は (8) に適用され、(8a) につながります。 この修正後に (9) の実数部と虚数部を分離すると、(10) が得られます。

絶縁ネットワーク \(Z_{Odd3}\) は、追加された伝送線路セクション \(Z_3\) と直列 RLC で構成されます。 したがって、(8a) の \(Z_{ODD3}\) 項は \(Z_3\) と級数 RLC を使用して修正され、結果として (9) が得られます。

完全な一致を得るには、実数部を \(Z_0\) に、虚数部をゼロに等しいとみなすことができます。結果は (10)、(11) になります。

そして

マッチングの基準は、複合伝送線路のインピーダンスの合計がアームを分離するブリッジのインピーダンス \((Z_{Odd3}=Z_{IN2}+Z_{IN3})\) と等しくなることです。 CT ラインに基づいて \(Z_{IN2}\) と \(Z_{IN3}\) を代入すると、\(C_2=2C_3\) がわかります。 下部 CT ラインのインピーダンスは、この条件に基づいて再構成可能な絶縁ネットワークに対して変換でき、その結果、電力分割の比率が異なります。

電力分割比 \(k^2\) および動作周波数 f での送信係数の大きさに関連する群遅延は、式 (1) と 2) に基づいて評価できます。 (12) および (13)、

提案された設計は複合伝送線路の概念に基づいています。 従来のウィルキンソンベースの電力分割器の 4 分の 1 波長線路は、複合伝送線路に置き換えられます。 再構成可能性は、複合伝送線路のインピーダンスを変更することによって実現されます。 複合伝送線路の静電容量の初期値は、１／４波長線路と複合伝送線路との伝送行列関係に基づく解析により求められる。 偶数モード解析は、伝送線路セクションの特性インピーダンスを見つけるために使用されます。 これらのインピーダンス値は、偶数モード解析に従って評価されます。 奇数モード解析は、絶縁回路内の集中素子の値を見つけるために使用されます。

設計の概略図を図 3 に示します。 これには、\(Z_1\)、\(Z_2\)、\(Z_3\) という 3 つの異なる伝送線セクションと、絶縁ネットワークがあります。 インピーダンス \(Z_1\) は、分割アームに配置された複合伝送線路の特性インピーダンスに対応します。 複合伝送線路に関連するバラクタダイオードを調整すると、対応するインピーダンスが変化し、分割アームを流れる電力が変化します。 偶数モード解析に基づいて、特性インピーダンス \(Z_2\) および \(Z_3\) が求められます。 ここで、\(Z_2\) は出力アームにつながる伝送線路セクションのインピーダンス、\(Z_3\) は絶縁アームに配置された延長伝送線路セクションのインピーダンスです。 これらの値は式によって与えられます。 (4)と(5)。 奇数モード解析は、絶縁アーム内の集中要素の値を見つけるために実行されます。 集中要素の値は、式を使用して求められます。 (10) と (11)。 設計パラメータを表 1 に示します。出力ポートに関連する群遅延は、(12) と (13) から計算できます。

設計の概略図。

設計手順をまとめると次のようになります。

中心周波数 f と PDR を指定します。

\(Z_1\) の値と伝送行列を解くことで得られる集中要素に基づいて、従来の 1/4 波長線路を複合伝送線路に置き換えます。

(4) と (5) に従って、インピーダンス \(Z_2, Z_3\) の値を求めます。

(10) および (11) に従って、再構成可能な分離ネットワークに存在するコンポーネントの値を決定します。

Skyworks ソリューションのバラクタ ダイオード SMV 2019LF によってコンデンサ \(C_2\) と \(C_3\) を実現します。

(12) および (13) に従って出力ポートの GD を計算します。

バラクタ ダイオード (VD) のバイアスを変化させて、容量を比 \(C_2=2C_3\) で変化させると、アーム インピーダンスが変化し、その結果、PDR と NGD が変化します。

取得した結果と計算した結果を比較します。

プロトタイプは、\(\epsilon _r\) = 2.2、高さ 0.8 mm の Roger RT/5880 基板を使用して製造されています。 提案された研究は、複合伝送線路セクションのインピーダンス変換に基づいています。 複合伝送線路セクションは 4 分の 1 波長伝送線路よりもインピーダンスが低いため、製造上の制限を克服できます。 複合伝送線路のインピーダンスを変換することにより、線路を通る電力の流れを変えることができます。 これにより、通過帯域内の挿入損失 (IL) が制御されます。 出力ポートで利用可能な電力の比率は、挿入損失の大きさに基づいて数学的に計算できます。 チューニング中、ポート 3 に対応する電力分配器のアームは、そのインピーダンスに大きく影響します。 したがって、バラクタダイオードを使用してインピーダンスを制御すると、電力分割比が変化します。 出力ポートで等しい電力が必要な場合、バラクタ ダイオードは破壊モード、つまりアンバイアスに設定されます。 分離ネットワークの R 値と L 値は、中心周波数で完全な分離を達成するために R = 120 オーム、L = 3.3 nH として計算されます。 1:39 の電力分割比を備えた電力分割器、30 パーセントのサイズ縮小、および再構成可能な負の群遅延を備えた伝送パスは、1.5 GHz の中心周波数で設計されています。

シミュレーションは ANSYS-HFSS ソフトウェアを使用して実行されます。 超急接合バラクタ ダイオード SMV 2019LF は、容量 \(C_2\) および \(C_3\) の調整に使用されます。 異なるバイアス電圧に合わせてバラクタ ダイオードを調整すると、インピーダンス変換が行われ、その結果、電力分割と NGD が再構成可能になります。 絶縁ネットワーク内の電気長が短い伝送線路セクションは、市販のバラクタ ダイオードの限られた静電容量範囲を補います。 これにより、全体のチューニング範囲が向上します。 バラクタ ダイオードの両端のバイアス電圧は、RF チョーク インダクタを介して適用されます。 設計したPDの回路図を図3に示します。回路の性能は、Keysight E5Cベクトル・ネットワーク・アナライザを使用して散乱パラメータと群遅延を測定することによって検証されます。 制御電圧が (0 ～ 20 V) に変化すると、バラクタ ダイオードの容量は (2.2 ～ 0.3) pF に変化します。 これによりアームのインピーダンスが変換され、電力の流れが - 1.47 dB から - 16.4 dB に変化し、電力分割比は最大 39 になります。シミュレーションおよび測定された入力リターン ロスは、中心周波数で約 - 19 dB であり、ほぼゼロになります。静電容量値の調整に関係なく一定です。 これは、インピーダンス整合を変更せずにバラクタ ダイオードを調整することで解決されます。 分離も中心周波数 (1.5 GHz) で - 15 dB を超えています。 図 4a は S11 の大きさを示し、図 4b は異なる電力分割比に対応する異なるバイアス電圧に対する絶縁 (S32) の大きさを示します。 出力における電力分割比は、挿入損失の結果から数学的に計算されます。 3 つの異なる電力分割比に対応する電力分割の測定結果とシミュレーション結果を図 5 に示します。 電力分割は複合伝送線路のインピーダンス変換を使用して制御されます。 狭い範囲の DC 電圧にわたって電力を不均等に分割する範囲が広くなります。 したがって、(0 ～ 20 V) DC 電圧源で十分です。

(a) 異なるバイアス電圧での S11 (b) 異なるバイアス電圧での S32。

バイアス電圧に対する PDR の変動: (a) PDR = 39 (Vdc = 0 V) (b) PDR = 15 (Vdc = 7) (c) PDR=7 (Vdc = 20 V)。

分数電力分割比 (FPDR) は、再構成可能な電力分割比を備えた電力分割器にとって重要な性能パラメータです。 分数電力分割比は、最大電力分割比 (MPDR) の値と挿入損失の最大値と最小値に基づいて (14) から評価できます。 分数電力分割比から、提案された電力分割器の再構成可能性は 87 パーセントであることがわかります。 このパラメータは、報告されているほとんどの再構成可能な電力分配器の場合には分析されません。 3 つの異なる電力分割比の分数電力分割比の値を表 2 に示します。FPDR 値は電力分割比とともに増加することがわかります。

分析研究では、伝送パス 3 と 1 の間の群遅延が負であり、伝送パス 2 と 1 の間の群遅延が正であることが示されています。

実効帯域幅を 3 dB カットオフよりも小さくすることで、歪みレベルを望ましいレベルより低く保つことができます。 また、負の群遅延帯域幅が周波数応答の全範囲に及ぶ場合、その領域での歪みマトリックスは大きくなります。 この研究では、負の群遅延帯域幅 (つまり、 \(\tau <0\) の帯域幅) は 100 MHz です。 電力分割の 3 つの異なるケースの NGD-BW (負の群遅延帯域幅) 積は、電力分割比 39、15、および 7 に対してそれぞれ 0.46、0.45、および 0.36 です。負の群遅延は、異なる電力分割に対応します。 7、15、および 39 の比率を図 6a、b、c に示します。 この 100 MHz の帯域幅は、インピーダンスをポート 1 からポート 3 に変換することによって (60 MHz に) 減らすことができます。したがって、NGD*BW 積番号 0.46、0.45、および 0.36 は、0.28、0.27、および 0.22 に減少します。

バイアス電圧に対する群遅延の変動: (a) PDR = 39 (Vdc = 0 V) (b) PDR = 15 (Vdc = 7) (c) PDR = 7 (Vdc = 20 V)。

直列接続された複合伝送線路による伝送路は正の群遅延を与え、並列接続された複合伝送線路による伝送路は負の群遅延を与えます。 負の群遅延のパスは信号エンベロープとダイナミック電源の間の時間の非線形性を補償するために使用できますが、正の群遅延のパスは RF パスに直接リンクできます。 したがって、提案された電力分割器は、ダイナミック電力増幅器またはエンベロープ追跡電力増幅器で使用できる有望な設計です。 中心周波数付近の 250 MHz の帯域幅でほぼ一定の位相差が観察されるため、このアプリケーションの正当性がさらに高まります。 このグラフは、さまざまな PDR による負の群遅延がパス 1 ～ 3 で -3.6 ns ～ -4.6 ns まで変化することを示しています。したがって、パス 3 を使用して、ダイナミック電源と信号エンベロープ間の時間の非線形性を補うことができます。 アーム 3 に関連するインピーダンスの値が低い値に変化すると、S31 の値と負の群遅延も減少します。 ただし、ポート 2 と S21 での群遅延はほぼ一定のままです。 したがって、ポート 2 は RF パスに直接リンクできます。 実験的な群遅延値は、方程式に従って対応する理論値を使用して検証されます。 (12) と (13)。 動作帯域幅の制限は、動作帯域幅と達成可能な最大の負の群遅延との間のトレードオフによるものです。

中心周波数における負の群遅延と位相を図 7 に示します。電力分割比 39 に対応する振幅と位相差を図 8 に示します。位相差はわずか約 1.25 度です。 回路の不均等な電力分割の性質により、振幅の不均衡が大きくなります。 設計した電力分配器のプロトタイプと測定セットアップを図9に示します。

ポート 3 での位相応答と負の群遅延。

出力ポート間の振幅と位相の不均衡。

設計した試作機と測定装置を図9に示します。

電力分割器の試作と測定のセットアップ。

設計手法の新規性とアプリケーション指向の結果の新規性が、この設計の重要な特徴です。 表 3 は、他の最近の出版物との比較に基づいて、この設計の利点を示しています。 この表は、追加の負の群遅延回路を使用せずにコンパクトなサイズと負の群遅延パスとともに、この設計によって達成される広くて高い PDR を示しています。

電力分割比の再構成と負の群遅延を同時に実行する電力分割器は、まだ文献に報告されていない。 このような電力分割器は、ダイナミック電力増幅器またはエンベロープ追跡電力増幅器の有望な候補です。 この設計は、斜視のないアンテナ アレイにも使用できます。 提案された設計の帯域幅は、負の群遅延の達成可能な最大値と帯域幅との間のトレードオフにより制限されます。 中心周波数にわずかな差があるセクションをさらにカスケードすると、帯域幅が強化される可能性があります。

この論文では、高い電力分割比と負の群遅延を備えた再構成可能な電力分割器を設計する新しい方法を紹介します。 高い電力分割範囲、負の群遅延パスの存在、同調素子の数が少ない、低い特性インピーダンス (< 4 分の 1 波長線)、コンパクトなサイズ、および高い分数電力分割比は、提案された設計の重要な利点です。 この設計は、再構成可能な高い PDR と負の群遅延を同時に実現する新しいソリューションであり、ダイナミック パワーまたはエンベロープ トラッキング パワー アンプや斜視のないアンテナ アレイに適しています。 設計方程式と実験結果を示します。 複合伝送線はインピーダンス値を低減し、追加の群遅延回路を使用せずに負の群遅延を達成するのに役立ちます。 絶縁アーム内の電気長の短い伝送線により、バラクタ ダイオードの同調範囲が向上します。

すべての著者は、責任著者から受け取った合理的な要求に応じて補足ファイルを共有することに同意します。 現在の研究中に使用および/または分析されたデータセットは、合理的な要求に応じて責任著者から入手することもできます。

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電子通信工学科、アムリタ工学部、コインバトール、アムリタ ヴィシュワ ヴィディヤピータム、コインバトール、インド

レカ・G・ネール＆ナタラジャマニ・S

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設計と概念化: RGN と NS 元の草案の作成: RGN と NS 結果の分析: RGN と NS すべての著者が最終原稿をレビューしました。

Rekha G. Nair への通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

シュプリンガー ネイチャーは、発行された地図および所属機関における管轄権の主張に関して中立を保ちます。

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転載と許可

Nair、RG、S、N。再構成可能な電力分割と負の群遅延特性を備えたコンパクトな電力分割器の設計理論。 Sci Rep 13、7222 (2023)。 https://doi.org/10.1038/s41598-023-34272-y

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受信日: 2023 年 2 月 28 日

受理日: 2023 年 4 月 26 日

公開日: 2023 年 5 月 4 日

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