MIL の問題 (および解決策)

10 年前、MIL-STD-461F は、海軍艦艇で使用される DC 電源システムによって生成されるコモンモードノイズをモデル化する低周波拡張機能を CS114 に追加しました。電気機械発電機は高電圧 DC 電位を供給し、ソリッドステート DC/DC 変換によって元の高電位バスから低レベルの DC 電力が得られます。このような電力変換により、大量のコモンモードノイズが発生します。拡張は4 kHzから1 MHzまで77 dBuAのレベルです。新しい要件をサポートするために、射出クランプの挿入損失を 10 kHz 未満に制御するために図 CS114-2 が拡張されました。しかし、この拡張機能は厳しすぎるものであり、さらに重要なことに、拡張機能の背後にあるコンセプトは、オーディオ周波数でテストを実行する最適な方法ではありませんでした。最適な方法では、50 オームの電源からの 100 ワットの電力の代わりに、オーディオソースからの数ワットの電力を使用します (後者は一般的なテスト機器ではありません)。

10 kHz 未満の最大挿入損失曲線の解析

対応する MIL-STD-461 付録に記載されている最大挿入損失曲線の目的は、必要なクランプ電力を、そのような機器の一般的な最大電力定格である 100 ワットに制限することです。ただし、10 kHz 未満でその機能を実行する制限は、現在の図 CS114-2 のような異なる傾きではなく、10 ～ 100 kHz までの制限の対数線形拡張です。図 1 は、現在の制限を示す図 CS114-2 を再現しており、提案されている制限を赤色の点線で重ねて表示しています。

図 1: MIL-STD-461F/G 図 CS114-2 には、磁化インダクタンスに基づく挿入損失制限の線形外挿を示す注釈が付けられています

図 CS114-2 の 10 kHz を超える挿入損失制限は、約 6 MHz 未満では Eaton (後の Tegam、現在は ETS-Lindgren) モデル 95236-1 の性能と、それ以上の周波数ではモデル 95242-1 の性能を示しています。これらは、バルクケーブルインジェクション技術が進化した 1980 年代に利用可能なインジェクションクランプでした。 100 kHz 未満のロールオフは 10 年あたり 20 dB であり、ロールオフを引き起こす要因として磁化インダクタンスを反映しています。この傾きは 10 kHz で魔法のように変化するわけではなく、最大許容挿入損失の傾きの偏差は、準拠したクランプを設計する際に問題となります。次の簡単な分析は、10 年あたり 20 dB からの偏差が必要ないことを示しています。

すべての機器が 50 オームであると仮定して (従来の CS114 アプローチ)、100 ワットのアンプが校正治具内で 77 dBuA を誘導できる最大許容挿入損失を計算します。

77 dBuA + 34 dB オーム = 111 dBuV

50 オーム (34 dB オーム) で終端されている場合、キャリブレーションフィクスチャの両端にあります。

50 オーム抵抗での dBuV と dBm の間の 107 dB 変換係数を使用すると、50 オーム両端の 111 dBuV は 4 dBm になります。

校正治具の各 50 オーム負荷で消費される 4 dBm とアンプから利用可能な 100 ワット (50 dBm) の差が、定義上、最大許容挿入損失となります。その値は次のとおりです。

50dBm – 4dBm = 46dB

注釈付きの図 CS114-2 を見ると、直線的に外挿された最大挿入損失制限に一致していることがわかります。このグラフの値は、10 kHz の最大挿入損失 38 dB から 10 年あたり 20 dB の外挿を使用した分析外挿を使用して得られた値と一致します。

38dB + 20log (10kHz/4kHz) = 46dB

したがって、曲線を物理学が規定する 46 dB から、MIL-STD-461F/G 図 CS114-2 に従ってより厳しい 43 dB 制限まで変更する必要がないことがわかります。

50 オーム以外のテスト機器を使用した場合の電力要件

オーディオ周波数で 50 オームのパワーアンプを見ることはまれです。従来のオーディオアンプでは、2 ～ 8 オームの非常に低い負荷抵抗を駆動するように構成された出力段を備えたオーディオアンプがよく見られます。 2 ～ 8 オームで駆動するように設計されたアンプの出力インピーダンスは負荷インピーダンスの一部です。この割合はダンピングファクターと呼ばれ、高品質のアンプでは 10 倍以上になります。

テストのセットアップと測定について説明する前に、10 kHz 未満では低インピーダンスのオーディオ機器が 50 オームの機器よりもはるかに優れた動作をする理由を検討することが有益です。これは、前述したように、磁化インダクタンスを反映する、これらの低周波数での注入クランプによってもたらされるインピーダンスに帰着します。そのインダクタンスを測定することもできますが、その必要はありません。図 CS114-2 を満たすクランプの挿入損失は、10 kHz でのクランプのインピーダンスが 1 オーム程度であることを意味します。したがって、50 オームのシステムでは膨大な負荷 (10 kHz で挿入損失 ~ 35 dB) が発生しますが、出力インピーダンスが 1 オーム程度のオーディオシステムのほうが、電力をシステムに供給する際にはるかに効率的であることがすぐにわかるはずです。クランプと校正治具に 50 オームの負荷を取り付けます。

テストの設定と結果について詳しく説明する前に、最後の注意事項を述べます。 50 オームの機器をはるかに低いインピーダンスの機器に置き換えると、校正治具以外の回路への結合効率が変化し、再現性が低下するのではないかと心配する人もいるかもしれません。しかしそうではありません。励磁インダクタンスの非常に低いインピーダンスは 50 オームの機器を分路し、その結果、駆動回路のインピーダンスに関係なく、挿入インピーダンスが非常に低くなります。1

この調査では、2.4 オームの出力インピーダンスを提供するように特別に設計された Solar Electronics モデル 6552-1 100 ワットオーディオアンプが使用されました。 Solar Model 6220-1 2:1 降圧トランス (CS01/101 適用) を介して Model 95236-1 クランプに接続すると、MIL-STD-461 要件 CS01/101 に望ましいように、出力インピーダンスを 0.6 オームに変換します。。

最初のステップとして、クランプの古典的な 50 オームシステム挿入損失を図 2a に示します。 2 番目のステップは、一対の降圧トランスを直列に挿入して、HP 4195A ネットワークアナライザの 50 オームのソースインピーダンスを 0.5 オームに下げ、より低い出力インピーダンスで挿入損失を測定することでした。それらの結果を図 2b に示します。 50 オームと 0.5 オームの挿入損失の結果を比較すると、挿入損失が低く、キャリブレーションフィクスチャで目標の 77 dBuA 電流を達成するために必要な電力がはるかに少ないことがわかります。

図 2a: 50 オームのソースとキャリブレーションフィクスチャ上の 50 オームの負荷を使用した 95236-1 の挿入損失の測定。図 1 / CS114-2 と比較すると、10 kHz では IL 制限を満たしていますが、4 kHz では高すぎます。

図 2b: 0.5 オームのソースインピーダンスとキャリブレーションフィクスチャ上の 50 オームの負荷を使用した 95236-1 の挿入損失測定。図 2a と比較すると、4 kHz で 7.5 dB の改善、10 kHz で 6 dB の改善が見られます。

ネットワーク・アナライザの信号源と器具誘導電位受信機を除いた、挿入損失と実際の電力測定を測定するためのセットアップを図 3a と 3b に示します。

図 3a: ソーラーモデル 7033-1 50 オーム: 2.4 オームおよびモデル 6220-1 2 オームから 0.5 オームの降圧トランスを使用した 4 ～ 10 kHz での 95236-1 注入クランプ挿入損失の測定。古典的な 50 オームの挿入損失測定は、2 つの降圧トランスを削除したことを除いて上記と同じです。画像の下から入る黄色のストレインリリーフが付いた同軸は HP 4195A ソース出力で、左上のキャリブレーションフィクスチャから出た同軸は HP 4195A テストポートに送られます。

図 3b: 95236-1 注入クランプを使用し、オーディオアンプで 4 ～ 10 kHz で CS114 校正フィクスチャに 77 dBuA の電流を誘導するのに必要な電力の測定。アンプの入力に接続されている同軸ケーブル (結合トランスによって隠されています) は HP 4195A のソース出力であり、左上のキャリブレーションフィクスチャから出た同軸ケーブルは HP 4195A のテストポートに送られます。

図 3a では、HP 4195A の 50 オーム出力は、図の下部に黄色のストレインリリーフが付いた同軸ケーブルです。接続されている変圧器はソーラーモデル 7033-1 の一次側で、50 オームのインピーダンスを 2.4 オームまで下げます。モデル 7033-1 降圧トランスの二次側は、ソーラーモデル 6220-1 降圧トランスの一次側に接続され、2 オームの一次側を 0.5 オームの二次側に変換し、モデル 95236-1 を駆動します。直接。

図 3b では、右側の 2.4 オーム出力インピーダンスのオーディオアンプがその前にあるモデル 6220-1 カップリングトランスに接続され、カップリングトランスの 0.6 オーム出力がキャリブレーションフィクスチャ内のモデル 95236-1 注入クランプを駆動します。左。結合トランスと注入クランプ間の同軸伝送ラインには、注入クランプに供給される電流を監視するために直列に挿入された電流プローブと校正治具が装備されており、結合トランスの出力電位も監視されます。電流と電圧の両方は、絶縁されたオシロスコープで読み取られます（グランドから絶縁されるだけでなく、各チャネルのグランドも互いに絶縁されます）。

図 4 は、校正治具の片側の電位を監視するために 50 オームの受信機 (HP 4195A) を使用して測定された電位を示しています。公称 111 dBuV 値は、50 オーム (34 dB オーム) 負荷を流れる 77 dBuA の制限電流です。

図 4: 計装された校正フィクスチャ 95236-1 を使用した校正フィクスチャ内に 77 dBuA が流れる、50 オームの負荷電位。

図 5a は、図 4 の電位が校正治具に誘導されたときの、結合トランスの出力電位 (上部のトレース) とモデル 95236-1 注入クランプへの電流 (下部のトレース) をオシロスコープで読み取ったものです。図 5b は、クランプにおける実際の電力損失を皮相電力と比較して計算する目的で、印加電位と合成電流の間の位相シフトを測定したものです。 (テストセットアップの写真に示されているピアソンモデル 3525 電流プローブを使用すると、クランプを 50 オームの負荷に置き換えたときの印加電位と合成電流の間の位相シフトはゼロでした。)

図 5a: 上部のトレースは結合トランスから印加される電位を示し、下部のトレースはキャリブレーションフィクスチャに 77 dBuA を誘導したときの 95236-1 注入クランプへの電流を示します。 3.5 W の皮相電力が射出クランプに適用されます。クランプで消費される実際の電力は、23°の位相差に基づいて 3.3 W です。

図 5b: 注入クランプに印加された電圧と電流の位相差の測定。上部のトレースは結合トランスからの印加電位、下部のトレースは 95236-1 注入クランプに流れる電流です。位相差は23°です。

結論

図 CS114-2 は、最大挿入損失制限が図 1 の赤線のように見えるように変更する必要があります。これにより、過度に熱心な監査人が完全に良好なテスト機器を拒否したり、過度に厳格な基準に基づいて購入を決定したりする可能性が低くなります。仕様。

第二に、CS101 と同じアンプと結合トランスを使用して射出クランプを 10 kHz 未満で駆動することで、クランプの電力処理能力の限界を押し上げてほとんどの電力を使い果たす代わりに、わずか数ワットの電力を使用して仕様限界を誘導することができます。アンプと校正治具の負荷の間は 100 ワットです。

著者は、公開に先立ってこの記事の草稿をレビューするために時間を割いてくださったエンジニアに感謝の意を表します。作成上の誤りや省略は、作者のみが責任を負います。

文末脚注

ケン・ジャボール EMC 業界で 30 年以上働いてきました。彼は政府と業界のコンサルタントであり、事前適合性 EMI 試験施設を運営し、この分野の発展において重要であった無線機や機器のコレクション、および重要な文書のライブラリーである EMC 古遺物博物館を管理しています。。 Javor は、MIL-STD-464 および MIL-STD-461 を維持する Tri-Service Working Groups の業界代表です。彼は多数の論文を発表しており、EMI 要件とテスト方法に関するハンドブックの著者でもあります。 Javar への連絡先は [email protected] です。

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Ken Javor は、In Compliance Magazine の上級寄稿者であり、EMC 業界で 40 年以上働いています。 Javor は、MIL-STD-464 および MIL-STD-461 を維持する Tri-Service Working Groups の業界代表です。彼への連絡先は [email protected] です。

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