なぜこれが来ることに気づかなかったのですか？

機器は排出ガススキャンに合格している必要があります。 このノイズの影響を受けないようにする必要があります。 フィルター分析の結果、これは問題ではないことがわかりました。 ケースは優れたシールドとなるはずです。 なぜこれが通らないのでしょうか？

電磁干渉について私が聞いた 2 つの記述は、どちらも関連しており真実です。EMC は、通常は回路図に載っていないものの科学および工学です [1]。EMI は形状の問題によって引き起こされることがよくあります [2]。 最初のステートメントは、寄生、つまり磁気誘導や静電容量によるエネルギーの相互結合の問題について述べています。 2 つ目は、適切な配線と分離が維持されていれば寄生成分を制御または削減できること、およびこれらの結合メカニズムについてある程度理解すれば、それらの制御が可能であることを述べています。

この分野では経験則は危険です。 はい、よく機能する概念がいくつかあります。 しかし、こうした問題を引き起こす要因は非常に多くあるため、「経験則」だけを使用すると間違った道をたどったり、問題が存在する理由を説明できなかったりする可能性があります。

ただし、これから述べる内容の多くはこれらの一般規則に基づいています。 彼らはしばしば働くかもしれません。 そうではないかもしれません。 私たちがコンサルタントとしてよく使う言葉を造語すると、「状況次第」です。 しかし、うまくいけば、彼らはあなたが前述の問題を回避するために情報を提供し、指示し、助けることができます。 したがって、ここでは経験則は避けられますが、完全に無視されるわけではありません。

一般的な概念

これらのエネルギーがどのように動き回り、問題を引き起こすかを覚えておくことが重要です。 まずコモンモードエネルギーの概念を考えてみましょう。 コモンモードエネルギー (CM) は、2 つ以上のワイヤ上を同じ方向および同位相で移動するエネルギーです。 これは、隣接するワイヤ上を反対方向に伝わる差動モード エネルギーとはまったく異なります。 入力電力線と電力帰還線は差動モードのペアであり、一方の電流が他方とは逆方向に流れます。

コモンモードエネルギーは、同じ電力線ペアにも存在する可能性があります。 電源は、ユニット内のラインの近くにあるインダクタまたはトランスから (誘導結合)、シャーシに対して駆動される回路基板の電源プレーン電圧から (伝導結合の一種)、または高電圧から発生する可能性があります。これらのラインの近くにあるソース、おそらくヒートシンク（容量結合）。 また、伝導性イミュニティ/感受性試験中に実行されるように、さまざまなソースから機器の外部でこれらのラインに結合することもあり、ライン上に放射される (放射結合) か、ライン上に容量結合または誘導結合されます。

これらのそれぞれの場合において、これらのライン上のエネルギーはコモンモードであることがわかります。つまり、両方またはすべてのラインに同時に同位相で誘導されるエネルギーです。

私が大学にいたとき、教授は黒板に次の公式を書きました。

L = L1 + L2 ± 2M12

ここで、L はソースから負荷へ、そしてその逆に戻るワイヤ ループの合計インダクタンス、L1 はソースから負荷への最初のワイヤのインダクタンス、L2 は負荷からソースへ戻る 2 番目のワイヤのインダクタンス、M12はワイヤ間の相互インダクタンスで、各ワイヤが隣接するワイヤに同じ影響を与えるため、2 倍になります。 ただし、方程式は±2M12です。 はい、プラスかマイナスです。 問題は、その式が + M12 になるのはいつなのか、そして - M12 になるのはいつなのかということです。

「マクスウェル」のような名前を使用せずに、読者をそれ以上の入力から離調させる傾向がありますが、電子を動かすと磁場が生成されることに注意する必要があります。 これがインダクタンスの基礎となります。 ワイヤー内で電子の束を移動させ、磁場の束を生成します。 2 番目のワイヤが近くにある場合、この磁場の束はワイヤ内に反対方向の電流を生成しようとします。 これが相互インダクタンス「M」です。 これが変圧器の仕組みです。 ただし、もう一方のワイヤにはすでに逆方向の電流が流れていると仮定します。 次に、有益な配置があり、各ワイヤに誘導された磁場が隣接するワイヤを補助することになり、これが「インピーダンスの低下」になります。 次に、式では – M12 が使用されます。

しかし、コモンモードノイズはどうでしょうか? コモンモードエネルギーは、両方のワイヤに一緒に同相で同じ方向に配線されます。 これは、各ワイヤの誘導電流が有利ではなく互いに反対し、最終的に全体のインダクタンスが増加することを意味します。 この場合、式では + M12 が使用されます。

このコンセプト全体が、ツイスト ワイヤが非常にうまく機能する理由の 1 つです。 ツイストワイヤは、コモンモードエネルギーよりも差動エネルギーに対して相互親和性があります。 同じ概念がグランドプレーン上のトレースでも機能します。 クロックまたはデータ トレースが単一プレーン上に配線され、そのプレーンのカットを通過せず、リターン電流がその同じプレーンを参照している限り、リターン パスはそのトレースの直下で結合します。 これにより、トレースのインピーダンスが減少し、信号とリターンの間のループ領域も減少し、その結果、放射が大幅に減少し、信号を妨害する外部エネルギーに対する耐性が高まります。 これは 100 kHz を超える周波数で機能します。

さて、ワイヤのインダクタンスについてのこれだけの話は、ワイヤが適切な RF グランドを形成しないという別の概念をもたらします。 これは、ワイヤを使用して何らかの接地構造にノイズを伝導しようとする場合や、ピグテールを使用してシールドを終端する場合に当てはまります。 ピグテールで終端されたシールド ケーブルには、いくつかの問題が発生する傾向があります。 これらは誘導性であるため、高インピーダンスになります。 それらは磁場を生成する電流を流し、シールドしようとしている隣接する線にエネルギーを結合する可能性があります。 コネクタでの完全な 360 度の終端ではないにしても、シールドの対称終端を使用するのが最善であると言えば十分です。

ワイヤを使用してノイズ源を接地する場合については、まず回路全体に電流が流れることを思い出してください。 そのワイヤに電流が流れている場合、その電流は他の経路でソースに戻っているはずです。 そのパスが遠くなるほどループが大きくなり、そのためそのパスのインダクタンスが高くなります。 ノイズが流れ込む可能性のある RF シンクや穴はありません。 しかし、シャーシ上には誘導性回路や容量性回路からの大量の誘導電流が存在する可能性があり、それらの電流はソースに戻る経路を見つける必要があります。 いくつかの低インピーダンス パスが常に最適であり、やはり対称性が望ましいです。

最後に、低インピーダンスとは何ですか? 現在よりも低い場合は、おそらく最初からこの記事を読んでいないでしょう。 長い間使用されてきた「経験則」は、シャーシ、コネクタ、およびその他の金属間の接触に必要な接合抵抗は 2.5 mΩ であるということでした。 走行距離は人によって異なるかもしれませんが、これは努力するのに良い目標かもしれません。 ご参考までに、4 1/2 インチの 18 ゲージ ワイヤは 2.5 mΩ で、最小の 0.15 µH のインダクタンスは含まれません (リターン パスのインダクタンス、ループ面積などによって異なります。0.15 µH は 1 MHz で約 1 Ω です)。それはまったくうまくいきません…）。

排出問題

放射エミッション エネルギーは、ワイヤ上のコモン モード エネルギーによる可能性が高いことに注意してください。 なぜ？ まず、コモンモードエネルギーはディファレンシャルモードエネルギーよりもはるかに効果的に放射します。 多くの計算式では、レベルは実質的に約 106 または 120 dB 以上であると述べています。 また、見つかったほとんどの放射の典型的な波長はかなり長いため、これらを送信するために必要なアンテナの種類もかなりのサイズでなければなりません。 300 MHz では、波長は約 1 メートルであることに注意してください。 100 MHz では 3 メートルです。 この点において、周波数と波長の比は線形です。 また、何かが低い周波数でよく放射するには、物理​​的に長いか大きい必要がある場合があります。 これは、小さな物体を低周波で放射させることができないという意味ではなく、ノイズ源に結び付けられた小さな物体に長いワイヤを配置すると、より良く放射される可能性が高いということだけです。

したがって、放射エミッションが約 200 MHz を下回っている場合は、まずケーブルを確認してください。 ケーブルはフィルタリングされていますか? シールドは使用されていますか？ もしそうなら、シールドは両端で適切に終端されていますか? ケーブルの両端をアースすることに反対する最初の議論は、アース ループが発生するということです。 サウンド システムで 60 Hz のハムが発生するギタリストでない限り、なぜグランド ループを心配する必要があるのでしょうか。 シールドの両端を接地すると、治癒するよりもさらに多くの問題が発生することはほとんどありません。

また、商用テストを実行すると、80 MHz 程度以下の放射が垂直偏波であり、アンテナがマストの最低点にあることが判明する場合があります。 確認すべき問題の 1 つは、機器がグランド プレーンに対して持つ静電容量の量です。 電源コードがグランドプレーンに掛けられていますか? グランドプレーンに垂れ下がっているケーブルはありますか? この床置き型機器では、通常はユニットがグランドプレーンから絶縁されていますが、現在は導電性表面に直接置かれていますか? これらの問題により、アンテナに逆結合する可能性のある容量結合ネットワークが作成される可能性があります。 垂直偏波でマストの下部にある広帯域アンテナは、たとえばダイポール アンテナよりもグランド プレーンに対する静電容量がはるかに大きいことに注意してください (図 1)。

図 1: 垂直偏波アンテナの放射

上の図では、広帯域アンテナを使用して放射を測定しています。 下部には調整されたダイポールがあります。 同調ダイポールは、広帯域アンテナと比較して、グランドプレーンに対する静電容量が小さいことに注意してください。 また、その長さにより、ダイポールの最小高さにより、中心がグランドプレーンからより高くなるため、EUT とのオンライン状態が低くなります。

では、そのノイズはどのようにしてケーブルに乗ったのでしょうか? まず、機器に出入りするすべての回線は、何らかの方法でフィルタリングするか、十分にシールドする必要があります。 機器のエンクロージャを貫通するすべてのラインは、ノイズを運ぶデバイスとして扱う必要があります。 ワイヤーが何をするか、つまり入力か出力かは関係ありません。 数百アンペアの電流を流すのか、マイクロボルトでマイクロアンペアを流すのか。 ノイズ発生回路の近くからそれらの発生器から離れた場所に配線された導体が存在すると、高周波エネルギーがケーブルに伝わり、そこで放射されて発生源に戻る可能性があります。 残念なことに、試験機関は戻り経路にアンテナを設置し、不親切な言葉で結果を報告します。

次に、フィルターを使用する場合、フィルターの場所が重要です。 最良の結果を得るには、フィルターを装置の内外の侵入点の近くに配置する必要があります。 フィルタがコネクタから離れた内側に配置されると、高周波エネルギーがクロスカップルしてフィルタリングされたラインを汚染する可能性があります。 図 2 と図 3 では、フィルター配置の効果が見られます。 これら 2 つのグラフでは、フィルター コンポーネントと本質的なレイアウトは同じでした。 フィルタの位置のみが、コネクタから基板の端までの約 6 インチからコネクタによって移動されました。

図 2: 装置内のフィルターの位置

図 3: 機器コネクタ付近のフィルターの位置

コンポーネント

それでは、どのような種類のコンポーネントが優れたフィルターを構成するのでしょうか? コンデンサは防御の最前線である必要があります。 それらは安価であり、比較的小型で軽量です。 しかし、コンデンサが機能しない理由はたくさんあります。 最も明らかなのは、コンデンサの値またはサイズです。 クロック信号やデータ信号を伝送しないラインの場合、コンデンサは大きくても、実用的な大きさでもかまいません。 ただし、データおよびクロック ラインでは、信号がフィルタリングされないように注意する必要があります。 したがって、データ周波数と信号の 5 ～ 10 の高調波を維持するには、値を慎重に選択する必要があります。

コンデンサに関するもう 1 つの問題は、使用されるコンデンサの種類です。 電解コンデンサは、分極されているにもかかわらず、体積あたりの静電容量が高く、AC には役に立ちません。 ただし、等価直列抵抗 (ESR) が高くなる傾向があり、等価直列インダクタンス (ESL) も高くなる場合があります。 これにより、有効な周波数範囲が 100 kHz 程度に制限されます。 このため、セラミックコンデンサは高周波用途によく使用されます。 それなのに…

コンデンサの使用には、リード線のインダクタンス、トレースのインダクタンスと配線、誘導性相互結合などの問題がよく発生します。 設計では、回路のデカップリング コンデンサまでの配線が非常に短いことを確認し、コンデンサの戻り側がエネルギーをソースに戻す方法を無視するように注意することができます。 ソースからコンデンサ、そしてソースに戻るまでのループ全体を分析して検証する必要があります。 回路設計では、ノイズをダンプするためにグランド シンボルに依存し、そのシンボルがノイズ源上の同じシンボルにどのように接続されるかを無視することがよくあります。 レイアウト エンジニアがリターン トレースの行き先を把握し、自動配線機能を回避する必要があることを強調するには、コンサルタントは図 4 に示す記号を使用します。

図 4: 「接地なし」の記号

コンデンサの目的は、RF 電流をバイパスしてノイズ源に戻すことであることに注意してください。 ただし、そのプロセス自体が問題を引き起こす可能性があります。 図 5 は、コンデンサがこれらの電流をリターン パスにどのように戻すかを示しています。 ただし、コンデンサのリード線が長い場合、またはコンデンサへの配線が長い場合は、誘導結合の原因が生じる可能性があります。 そして、その結合がフィルタリングしようとしているループ内にある場合、プロセス全体がフィルタをバイパスすることになります。 確かに、これは損失の多いシステムであり、コンデンサには利点があります。 ただし、下の図に示されている現在の配線を使用したセットアップの方が結果がどれだけ優れているかを考えてみましょう。

図 5: コンデンサのクロスカップリング

見落とされがちなもう 1 つの問題は、コンデンサに DC バイアスが存在することです。 コンデンサに電圧がかかると、利用可能な総静電容量が減少します。 図 6 に、DC 16 V 定格のコンデンサに DC バイアス電圧がかかる様子を示します。 コンデンサにかかる電圧が高くなるほど、静電容量は小さくなります。 これは、0603、0402 などの非常に小さい形式のコンデンサにさらに当てはまります。 図 6 を見ると、より大きな 0805 フォーマットと比較した 0402 フォーマットへの影響に注目してください。 これらのコンデンサに 8 VDC バイアスをかけた場合、0805 は定格静電容量の 93% を維持しますが、0402 は 22% に低下し、値の 12 dB の変化になります (20Log システムに基づく)。

図 6: DC バイアス電圧が静電容量に与える影響

フェライトはEMI制御に非常に一般的に使用されます。 しかし、それらがどのように使用され、どこで使用されるのかは多くの場合謎です。

フェライトコアインダクタは標準のインダクタとは多少異なることを理解してください。 一般的なインダクタは、巻線の静電容量が支配的となり、その効果が低下し始める周波数まで、主に磁界の生成によってインピーダンスを生成するリアクタンス デバイスです。 これらのインダクタのコア材料には、ニッケル、鉄、場合によってはモリブデンまたはその他の材料が含まれる傾向があります。 それらの透磁率は比較的低く、通常は 100 未満です。ただし、大量の電流で動作するように設計されており、コアがそれ以上の磁束を受け入れられなくなる「飽和」の影響を受けません。

フェライトは低周波でも同様に機能します。 ただし、周波数が増加すると、フェライトは損失が大きくなり、抵抗的な側面を持ち始めます。 図 7 では、高周波フェライトの周波数に対するインピーダンスが解析されています。 左下から右上への傾斜線は、ビーズを 1 回巻いた (ラップなし) 場合のインピーダンスです。 2 段で示される水平線は信号の位相です。 右から始まる信号は +90 度で、フェライトのインダクタンスを示しています (インピーダンス アナライザの測定限界によるノイズは無視してください)。 10 MHz では位相が 60 度まで低下し、抵抗性が導入されていることを示していることに注意してください。

図 7: 高周波フェライト特性

この特定の「高周波」フェライトは、酸化第一鉄とニッケル亜鉛、つまり NiZn を配合しています。 これらのフェライトは、ほとんどの商用放射および感受性制御に一般的に使用されています。 NiZn フェライトの特性は、材料の透磁率が通常 1000 未満であり、非常に高い周波数の材料では 125 未満になる場合があります。

もう 1 つの一般的なフェライト材料は、やはり酸化第一鉄を配合したマンガン亜鉛 (MnZn) です。 これらのコアは、通常 1000 を超える高い透磁率を持つことができます。ただし、高い透磁率により、有効帯域幅が減少します。 したがって、MnZn フェライトは、伝導性放出と感受性の問題に最適です。

フェライトは、多くのインダクタよりも少ない電流でも飽和する可能性があることに注意してください。 フェライトの最適な使用法は、すべてのリターン電流が同じコアに配線されるすべてのラインでコモン モードで使用することです。 この点に関して、コアは主にノイズのコモンモード面に対するインピーダンスとなり、ディファレンシャルモードノイズは最小限のインピーダンスで通過できるようになります。 コモンモード巻線トロイド内でほとんどの差動モードエネルギーがどのようにキャンセルされるかについては図 8 を、同じトロイド内でコモンモードエネルギーがどのように増加するかについては図 9 を参照してください。

図 8: コモンモードコアの差動モードフィールド

図 9: コモンモードコアのコモンモードフィールド

上記のトロイドのレイアウトは、多くの場合、電力線で使用する場合に最適です。電力線では、安全性を考慮して間隔が必要になる可能性があるため、絶縁が追加されます。 ただし、データラインにコモンモードインダクタが必要な場合、これらのワイヤを分離すると、高周波データ転送に関して問題が発生する可能性があります。 図 10 では、データ ラインに必要なように、巻線が一緒に巻き付けられた状態が示されています。 追加の利点は、前の図で見られた漏れインダクタンスが減少することであることに注意してください。

図 10: データ信号用のコモンモードコア巻線

シールド

ノートパソコンサイズでありながら、シールドケースが分厚く、カバーに「ツーマンリフト」の警告が書かれている機器があります。 しかし、私はこれらが失敗するのを見てきました。 逆に、アルミホイルがマージンの広いユニットをシールドするために機能するのを見たことがあります。 なぜ一方は機能し、もう一方は機能しないのでしょうか?

たとえば 30 MHz 以上の放射の場合、金属シールドを厚くする必要はありません。 アルミ箔は、電界と磁界の両方に対して 80 dB 以上のシールドを持っています。 金属の導電性は電場に対して優れた反射シールドを形成しますが、磁場は渦電流損失により高度に吸収されます。 では、なぜ重金属で作られたエンクロージャーは優れたシールドではないのでしょうか?

シールドの破壊にはいくつかのことが関係しています。 まずはケーブルとワイヤーです。 シールドを貫通するすべてのワイヤは、その時点でフィルタリングする必要があります。 そうでない場合、機器内部のノイズがそのラインに結合し、シャーシの外部に伝わる可能性があります。 同様に、免疫力/感受性テスト中に、エネルギーがこれらのラインに結合され、ユニットに伝導されます。 これはシャーシに分流するか、何らかの方法で妨げる必要があります。そうしないと、影響を受けやすい可能性があります。 この場合、世界中のあらゆるシールドはこの結合を取り除くのに役立ちません。

フィルターが所定の位置に設置され、正常に機能している場合でも、シールドが継ぎ目や接合部で破損する可能性があります。 前述したように、良好な接合を形成するには、ミリオーム以下の接合インピーダンスが必要です。 これはシールドの接合部ではさらに重要です。 機器内の回路は、金属構造上に電流を生成する場を生成し、表皮効果により内面に留まります。 これらの電流は、最小限のインピーダンスでソースに戻ることができるようにする必要があります。 金属に接合部がない限り、電流はマイクロオームのインピーダンスで流れます。 継ぎ目を横切るとき、インピーダンスは、シールドの外側に伝わり、そこで放射されるインピーダンスよりも数千倍高くなる可能性があります。

解決策は、金属接点間のインピーダンスを可能な限り低くすることです。 広範囲かつ連続的な接触が最適です。 つまり、金属表面のコーティングやペイントは、接合部や継ぎ目をマスキングする必要があります。 使用されるコーティングの種類は、接触が可能な限り最高品質であることを保証するものでなければなりません。 また、実験室に行ってテストする前に、すべての取り付けネジを締めてください。 各隅に 1 つあれば十分だと考えないでください。

図 11: シールド電流

最後に

この記事は、EMI 問題のあらゆる側面に対処することを目的としたものではありません。 役立つ本、論文、1 週間にわたる講義がたくさんあります。 代わりに、次の点に注意してください。

このような項目は他にもたくさんあります。 しかし基本的には、多くは単なる「経験則」に過ぎません。

ノート

パトリックは 29 年間 IEEE EMC 協会の会員であり、ピュージェット湾セクションの会長、副会長、および調整委員長を務めています。 彼はまた、シアトル ギルバート & サリバン協会でサウンド デザイン エンジニアおよび写真家として働いています。

Patrick には、[email protected] または http://andreconsulting.com を通じて連絡できます。

排ガス試験不合格パトリック・アンドレ

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